基于FOC的交流电机控制系统的研究与开发

基于FOC的交流电机控制系统的研究与开发

姓名：欧阳磊申请学位级别：硕士专业：模式识别与智能系统

指导教师：方凯20090501

摘要摘要随着交流电机控制理论的不断完善、可关断器件与ＰＷＭ技术的广泛应用以及高性能ＤＳＰ芯片的普及，交流电机以其体积小、价格低、可靠性高、免维护、输出功率大等优点在许多控制领域已经迅速取代了直流电机，并具有与直流电机类似的控制性能。在电动车辆驱动控制领域中，交流电机控制器以其高性能、高功率密度、高可靠性、低成本、低污染和良好的环境适应性等特点，获得了越来越广泛的应用，并朝着数字化、可优化等方向发展。针对市场的需求，本文研究开发一款基于ＤＳＰ的交流电机控制器，控制器采用磁场定向控制（ＦＯＣ）的控制策略和ＳＶＰＷＭ调制算法，满足在电动托盘车、叉车、电动汽车等场合的应用需求。本文对交流异步电动机的数学模型进行了简要的分析和阐述。在对磁场定向控制（ＦＯＣ）基本原理以及异步电动机在不同坐标系上的数学模型进行介绍的基础上对异步电动机ＦＯＣ矢量控制系统的基本原理进行了阐述。本文简要阐述了ＰＷＭ调制的原理，在此基础上对ＳＶＰＷＭ调制技术进行了详细的阐述，并对ＳＶＰＷＭ调制算法进行了仿真。仿真结果验证了ＳＶＰＷＭ算法的有效性。为实现电动车辆驱动系统控制要求快速敏捷、实时性高等特点，在控制芯片选择上，本文采用ＴＩ公司的高性能控制芯片ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ，详细介绍了系统的软、硬件设计。在设计过程当中适当考虑了抗干扰问题。同时在设计过程中对死区补偿方法进行了研究。为验证设计系统的可行性，运用ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｌｌｌ（对系统的动静态性能进行了仿真研究。在仿真的基础上，在实验开发板上对软件系统进行了调试，调试结果表明具有死区补偿功能的算法能够输出接近理想正弦波的电流波形，能够实现对异步电机的高性能可靠控制。关键字：交流电机ＦＯＣＳＶＰＷＭＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ死区补偿ＡｂｓｔｒａｃｔＡＢＳＴＲＡＣＴＷｉｔｈｔｈｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｏｆｔｈｅＡＣｍｏｔｏｒｃｏｎｔｒｏｌｔｈｅｏｒｙ，ａｗｉｄｅｒａｎｇｅｏｆｔｈｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｏｆＧＴＯｄｅｖｉｃｅｓａｎｄＰＷＭｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ａＳｗｅｌｌａｓｔｈｅｐｏｐｕｌａｒｉｔｙｏｆｈｉｇｈ－ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＤＳＰｃｈｉｐｓ，ＡＣｍｏｔｏｒｗｉｔｈｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｉｔｓｓｍａｌｌｓｉｚｅ，ｌｏｗｃｏｓｔ，ｈｉｇｈｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ，ｍａｉｎｔｅｎａｎｃｅ－ｆｒｅｅ，ｌａｒｇｅｏｕｔｐｕｔｐｏｗｅｒ，ｅｔｃ，ｈａｖｅｂｅｅｎｒａｐｉｄｌｙｒｅｐｌａｃｉｎｇｔｈｅＤＣｍｏｔｏｒｓｉｎｍａｎｙｃｏｎｔｒｏｌａｒｅａｓ，ａｎｄｈａｖｅｓｉｍｉｌａｒｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｗｉｔｈＤＣｍｏｔｏｒｓ．Ｉｎｔｈｅｄｒｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｆｉｅｌｄｏｆｅｌｅｃｔｒｉｃｖｅｈｉｃｌｅｓ，ｔｈｅＡＣｍｏｔｏｒｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｗｉｔｈｉｔｓｈｉｇｈ－ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ｈｉｇｈｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙ，ｈｉｇｈｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ，ｌｏｗｃｏｓｔ，ｌｏｗｐｏｌｌｕｔｉｏｎａｎｄｇｏｏｄｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌａｄａｐｔａｂｉｌｉｔｙｔｏａｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｅｔｃ，ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇａｃｃｅｓｓｔｏａｗｉｄｅｒａｎｇｅｏｆａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ａｎｄｔｏｗａｒｄｓＲｅｓｐｏｎｓｅｔｏｄｉｇｉｔａｌ，Ｃａｎｂｅｏｐｔｉｍｉｚｅｄ，ｅｔｃ．ａｍａｒｋｅｔｄｅｍａｎｄ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｒｅｓｅａｒｃｈＤＳＰ．ｂａｓｅｄＡＣｍｏｔｏｒａｌｇｏｒｉｔｈｍｔｏｍｅｅｔｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，ｗｈｉｃｈｕｓｉｎｇｆｉｅｌｄｏｒｉｅｎｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄａｎｄＳＶＰＷＭｔｈｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓｏｆｔｈｅｅｌｅｃｔｒｉｃｐａｌｌｅｔｃａｒｓ，ｆｏｒｋｌｉｆｔｓ，ｅｌｅｃｔｒｉｃｖｅｈｉｃｌｅｓＳＯｏｎ．ａｎｄＴｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｖｉｄｅｓａｂｒｉｅｆａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｅｌａｂｏｒａｔｉｏｎｏｆｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｏｆＡＣａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒ．Ｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｆｉｅｌｄ－ｏｒｉｅｎｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌ（ＦＯＣ）ａｎｄｔｈｅｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｗｈｉｃｈｉｎｄｉｆｆｅｒｅｎｔｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅａｒｅｂａｓｉｃｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＡＣａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒＦＯＣｖｅｃｔｏｒｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍｄｅｓｃｒｉｂｅｄ．ｏｎＴｈｉｓｐａｐｅｒｄｅｓｃｒｉｂｅｄｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ｂａｓｅｄｔｈｉｓｔｈｅＳＶＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍａｒｅｔｅｃｈｎｉｑｕｅｄｅｓｃｒｉｂｅｄｉｎｄｅｔａｉｌ，ａｎｄＳＶＰＷＭｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｉｍｕｌａｔｅｄ．ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｈｏｗｓｔｈｅｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓｏｆｔｈｅＳＶＰＷＭａｌｇｏｒｉｔｈｍ．Ｆｏｒｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｒａｐｉｄａｇｉｌｅ、ｒｅａｌ—ｔｉｍｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓａｎｄＳＯｏｎ，ｗｈｉｃｈｅｌｅｃｔｒｉｃｖｅｈｉｃｌｅｓｄｒｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍｎｅｅｄｓ，ｉｎｔｈｅｃｈｏｉｃｅｏｆｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｃｈｉｐ，ｕｓｉｎｇＴＩ’Ｓｈｉｇｈ－ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｉｎｃｏｎｔｒｏｌｃｈｉｐＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ，ａｎａｌｙｚｅｈａｒｄｗａｒｅａｎｄｓｏｆｔｗａｒｅｄｅｓｉｇｎｄｅｔａｉｌ．ＴｈｅｓａｌｎｅＨａｒｄｗａｒｅｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｉｓｓｕｅｓａｒｅｄｕｅｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄｉｎｄｅｓｉｇｎｔｉｍｅｄｕｒｉｎｇｔｈｅｄｅｓｉｇｎｐｒｏｃｅｓｓｔｈｅｍｅｔｈｏｄｏｆｄｅａｄ—ｔｉｍｅｐｒｏｃｅｓｓ．Ａｔｔｈｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｓｓｔｕｄｉｅｄ．Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｖｅｒｉｆｙｔｈｅｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｄｅｓｉｇｎｅｄｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅｄｙｎａｍｉｃａｎｄｓｔａｔｉｃｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓａｌｅｓｉｍｕｌａｔｅｄｕｓｉｎｇＳｉｍｕｌｉｎｋｏｆＭＡＴＬＡＢ．Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｉｓ，ｄｏｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｏｎ－ｂｏａｒｄｓｙｓｔｅｍｆｏｒｓｏｆｔｗａｒｅｔｅｓｔｉｎｇ，ｄｅｂｕｇｇｉｎｇｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅａｌｇｏｒｉｔｈｍｗｈｉｃｈｈａｓｄｅａｄ—ｔｉｍｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｕｎｃｔｉｏｎＩＩｃａｎｂｅｏｕｔｐｕｔｔｈｅＡｂｓｔｒａｅｔｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍ，ｗｈｉｃｈｃｌｏｓｅｔｏｉｄｅａｌｓｉｎｅｗａｖｅ，ｔｏａｃｈｉｅｖｅｒｅｌｉａｂｌｅ，ｈｉｇｈ—ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｃｏｎｔｒｏｌｏｆＡＣａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＡＣＭｏｔｏｒ，Ｆｉｅｌｄ—ＯｒｉｅｎｔｅｄＣｏｎｔｒｏｌ，ＳｐａｃｅＶｅｃｔｏｒＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＶＰＷＭ），ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ，ｄｅａｄ－ｔｉｍｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＩＩＩ中国科学技术大学学位论文原创性和授权使用声明本人声明所呈交的学位论文，是本人在导师指导下进行研究工作所取得的成果。除已特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含任何他人已经发表或撰写过的研究成果。与我一同工作的同志对本研究所做的贡献均己在论文中作了明确的说明。本人授权中国科学技术大学拥有学位论文的部分使用权，即：学校有权按有关规定向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅，可以将学位论文编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。保密的学位论文在解密后也遵守此规定。作者签名：ｊ雌弘。７年６月／。日第１章绪论第１章绪论１．１课题的研究背景及意义现代电机控制中，长期以来存在着交流调速和直流调速方案之争。在电力电子技术发展之前，直流电机几乎占垄断地位。对于直流电机，只要改变电机的电压或者励磁电流就可以实现电机的无级调速，且电机的转矩容易控制，具有良好的动态性能。但直流电动机有其本身固有的结构复杂，重量大，价格高，电刷易磨损，维修不方便，对环境要求高等缺点，这些都与现代调速系统要求的高可靠性、易使用性、易维护性相矛盾，因此直流电机难以适应现代传动技术的要求。１９世纪末，出现了三相电源和结构简单且坚固耐用的交流笼式电机，这种交流异步电动机具有制造方便，价格低廉，容量没有限制，维修方便，对环境要求不高等优点，这时交流电机在不调速的领域慢慢取代了直流电机。交流电机本身是一个非线性、强耦合的多变量系统，其可控性较差。随着工农业生产的不断发展和进步，人们对调速的要求也越来越高，而异步电动机在调速方面相对于直流电机而言一直处于性能不佳的状态。然而随着现代电机控制理论和微电子技术的发展，使得交流传动逐步具备了宽调速范围、高精度、快速动态响应及四象限运行等良好的技术性能。今天，电动机已经成为最主要的动力源，在生产和生活中占有重要地位。而交流异步电动机以其结构简单、制造方便、运行可靠、价格低廉和控制灵活等特点在交流电机中居于主导地位。随着高性能数字处理芯片ＤＳＰ的广泛应用，异步电动机的调速也进入了一个新阶段，其调速性能几乎可以与直流电机相媲美。目前，在电气传动领域交流电机取代直流电机己逐步成为现实。相对于工业伺服控制领域交流化的完成，电动车辆驱动控制领域中交流化正处在方兴未艾的阶段，由于在电动车辆驱动中要求电机驱动器具有高性能、高功率密度、高可靠性、低成本、低污染和良好的环境适应性等特点，因此对交流电机控制器的设计提出了更高的要求，发展的步伐相对要慢一些。随着技术的成熟，目前国际上主流的电机驱动器厂商如Ｃｕｒｔｉｓ、Ｚａｐｉ、Ｄａｎａｈｅｒ等均已在近年推出了面向电动车辆的交流电机控制器，正在向市场推广，功率从ｌｋＷ－－一５０ｋＷ不等，覆盖了电动车辆的主要需求范围。此外，随着石油价格的高涨，国家节能减排政策实施力度的加大与用户环保意识的增强，在多个行业电动车辆的需求也在迅速增大，这意味着未来对交流电机控制器的大量需求。第１章绪论在工业车辆领域，据统计，２００７年中国机动工业车辆销量为１５．２４１５万台，比２００６年同期增长了３６．６％，其中电动平衡重乘驾式叉车２０，１３８台，电动乘驾式仓储叉车３，９８４台，电动步行式仓储叉车１２，１７２台，内燃平衡重式叉车１１６，１２１台，电动叉车销售量只占总销量的２３．８％，这与欧美、日本等成熟叉车市场６０％左右的市场占有率相比差距很大，这说明中国电动叉车市场保有量还处于一个比较低的水平，其发展空间十分广阔。在电动汽车领域，《国家中长期科学与技术发展规划（２００６．２０２０年》与８６３计划均将电动汽车列入了重点发展的领域，目前电动汽车正处于从实验研究转入产业化的阶段，纯电动公交车已经在部分城市如北京、武汉、上海投入试运行，许多国内企业如比亚迪、吉利、奇瑞等均已上马电动汽车项目，因此未来电动汽车市场容量相当广阔。本课题基于ＴＩ公司高性能的ＤＳＰ（ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ），采用磁场定向控制（ＦＯＣ）与ＳＶＰＷＭ调制理论相结合的设计思想，以研制应用于叉车和电动汽车的全数字化交流异步电机矢量控制器为工程背景展开，意义如下：１。简化系统结构，提高系统性能，降低成本。与单片机相比，ＤＳＰ的突出特点是处理速度更快。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ是美国ＴＩ公司推出的专用于电动机控制的高性能ＤＳＰ，其内部集成了两个电机控制专用的ＥＶ事件管理器，每一个都包含２个１６位的通用定时器；８４＂１６位脉宽调带Ｉ］（ＰＷＭ）输出通道；１４＂能够快速封锁输出的外部引脚ＰＤＰＩＮＴｘ：可防止上、下桥臂直通的可编程死区单元：３个捕捉单元和１个增量式光电编码器接口。因此应用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ可以有效减少外围电路，大大简化控制系统的硬件结构，其高速性可以使复杂的控制策略得以实现并降低成本。２．基于ＤＳＰ软件实现ＦＯＣ算法，扩展性强。本系统是在分析了交流异步电机数学模型的基础上，给出了磁场定向矢量控制策略，并且基于ＤＳＰ编程的特点，使用模块化的编程思路，实现异步电机速度．电流双闭环控制，具有完善的软件结构，可扩展性强。３．适合叉车、电动汽车用电机的复杂工况。叉车和电动汽车由于较宽的负载和速度范围以及不同的路况，其驱动用电动机运行工况非常恶劣，而且对可靠性要求极高。本系统综合考虑了软硬件的抗干扰、滤波等措施，而且利用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ内部具有快速封锁ＰＷＭ输出的ＰＤＰＩＮＴｘ引脚，能有效提供保护，提高可靠性与抗干扰性能。４．实现驱动电机的全数字化控制。本课题以ＤＳＰ和异步电动机构成的系统为研究对象，以提高算法的执行速度和精度为目标，采用空间电压矢量脉宽调匍］（ＳＶＰＷＭ）算法并ＩＩＦＯＣ控制算法，通２第１章绪论过ＤＳＰ的快速处理，能够实现算法的快速执行和控制精度等要求，实现了驱动电机的数字化控制，具有一定的理论和实际应用价值。１．２交流电机变频调速技术的发展概况由于科技的发展限制，交流调速系统的发展长期处于调速性能差、低效耗能的阶段。２０世纪６０年代后，由于生产发展的需要和能源的日趋紧张，对调速及节能的需求日益增长，世界各国都开始重视交流调速技术的研究与开发。２０世纪７０年代后，科学技术的迅速发展为交流调速技术的发展创造了极有利的技术条件和物质基础。交流调速理论和应用技术有以下几个方面的发展：（１）电力电子器件的发展换代为交流技术的迅速发展提供了物资基础。２０世纪８０年代中期以前，变频装置功率回路主要采用的是晶闸管，装置的效率、可靠性、成本、体积等均无法与同容量的直流调速装置相比。８０年代中后期州ｓｔｏＯ、ＶＤＭＯＳ．ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ开始用第二代电力电子器件ＧＴＲ（ＧｉａｎｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧＴＯ（ＧａｔｅＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｕｍ—ＯｆｆＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等制造的变频装置可以在性价比上与直流调速装置相媲美。随着大电流、高电压、高频化、集成化、模块化的电力电子器件的出现，第三代电力电子器件成为９０年代制造变频器的主流产品。２０世纪９０年代末开始进入电力电子器件的第四代发展期，其主要器件有高压ＩＧＢＴ（ＨＶＩＧＢＴ）、ＩＧＣＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＥｎｈａｎｃｅｄＧａｔｅＧａｔｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＥＧＴ（ＩｎｊｅｃｔｉｏｎＴｈｙｒｉｓｔｏｒ）。由于Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）．ＳＧＣＴ（ＳｙｍｍｅｔｒｉｃａｌＧａｔｅＣｏｍｍｕｔａｔｅｄＧＴＲ，ＧＴＯ器件本身存在的不可克服的缺陷，功率器件进入第三代以来，ＧＴＲ器件已经被淘汰不再使用。进入第四代以后，ＧＴＯ器件也正在被逐步淘汰。第四代电力电子器件的模块化智能化更加成熟。（２）现代计算机控制技术与大规模集成电路的迅速发展为交流电动机调速系统的应用提供了技术手段和保证。交流调速技术最开始应用多为模拟电子电路组成，近些年由于微机控制技术的发展，特别是以单片机和数字信号处理器ＤＳＰ为控制核心的微机控制技术的发展以及大规模集成电路的应用，促使交流电机控制系统快速走向数字化控制时代。在现在的许多领域，全数字化的变频调速系统己经在大量应用。数字化的控制方式为交流调速系统带来了许多优点。比如，复杂控制中大量的控制运算等都可以由微控制器解决，没有微机高速计算的支持，很多控制方法是无法实现的。现在以单片机、数字信号处理器（ＤＳＰ）、精简指令集计算机和高级专用集成电路为主要代表的微处理器正在快速发展，并且不断推动交流调速技术的发展和应用。第ｌ章绪论（３）矢量控制技术的诞生和发展为现代交流调速技术的发展提供了理论基础。交流电动机是一个多变量、非线性、强耦合的被控对象，矢量控制理论可以实现交流电动机定子电流的励磁分量和转矩分量之间的解耦，实现了将交流电动机的控制过程等效为直流电动机的控制过程。这就使得交流调速系统的动态性能得到了显著的改善和提高，从而使交流调速最终取代直流调速系统成为可能。实践证明，采用矢量控制方法的交流调速系统的优越性高于直流调速系统。矢量控制原理的出现也促进了其它控制方法的产生，如多变量解耦控制、滑模变结构控制等方法。２０世纪８０年代中期，德国鲁尔大学德彭布罗克（Ｄｅｐｅｎｂｒｏｃｋ）教授首先取得了直接转矩控制（以下简称ＤＴＣ）技术实际应用的成功。近十几年的实际应用表明，直接转矩控制技术与矢量控制方法相比可以获得更大的瞬时转矩和极快的动态响应，与矢量控制技术一样也是一种很有发展前途的控制技术。ＤＴＣ采用砰一砰控制带来较好的转矩响应，但是由于其开关频率是不确定，随机变化的，使ＤＴＣ技术存在以下问题：・无法像矢量控制那样，在确定的开关频率条件下，采用消除谐波的ＰＷＭ控制方法：・系统输出电压，电流的谐波较大，输出电压偏低；・系统效率略低，在相同电力电子元器件条件下，变频器输出容量略小；表１．１直接转矩控制系统和矢量控制系统特点与性能比较性能与特点磁链控制转矩控制坐标变换转子参数变化影响调速范围直接转矩控制系统定子磁链砰一砰控制，有转矩脉动静止坐标变换，较简单无矢量控制系统转子磁链连续控制，比较平滑旋转坐标变换，较复杂有比较宽不够宽由表１．１可见，直接转矩控制和矢量控制在控制性能上各有千秋，在调速范围比较宽的场合，矢量控制要优于直接转矩控制。（４）脉宽调制（ＰＷＭ）技术脉宽调帝ｚＪ（ＰＷＭ）技术的发展和应用优化了变频器装置的性能，适用于各类交流调速系统。为交流调速技术的普及发挥了重要的作用。脉宽调制技术种类很多，并且还在不断地发展中，现有的这些技术可以基本分为四类：等宽ＰＷＭ法、正弦ＰＷＭ法（ＳＰＷＭ）、磁链追踪型ＰＷＭ法和电流跟踪型ＰＷＭ法。ＰＷＭ技术克服了相控技术的所有弊端，使得交流电动机定子得到了接近正弦波形的电压和电流，提高了电机的功率因数和输出效率。同时由于高性能芯片的发展，使得ＰＷＭ技术复杂的实现算法变成可能。４第１章绪论１．３本文的主要工作及内容安排基于交流电机控制器良好的发展前景及控制策略的可行性和高效性，本课题组设计了一款基于ＤＳＰ的交流电机控制器，到目前为止该控制系统还在研发试验中，并己取得一定进展。本次课题主要基于ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７ＡＤｓＰ芯片对三相异步电动机的控制系统进行了设计，详细讨论了磁场定向矢量控制的基本原理、ＳＶＰＷＭ调制原理，在系统总体设计和核心控制器确定的基础上进行了相应的系统硬件和软件设计，并对死区补偿进行了研究。本系统同时能够实现良好的人机交互性能与完备的保护功能，并具有在线编程功能与状态诊断功能。满足在电动托盘车、小型电动车辆、叉车等场合的应用需求。论文的具体内容安排如下：第２章：介绍了三相异步电动机的数学模型，并分析了坐标变换和转子磁链位置计算，这些构成了转子磁场定向控制的基本原理。在此基础上，介绍了三相异步电机在不同坐标系上的数学模型，分析了磁场定向矢量控制系统的原理。第３章：介绍了ＰＷＭ调制的原理，然后对本课题所采用的调制策略．ＳＶＰＷＭ技术进行了详细的分析，并通过ＭＡＴＬＡＢ的Ｍ函数仿真进行实现，验证了算法的可行性和有效性。第４章：结合系统的具体需求，给出了交流电机控制系统的总体方案，并确定了系统的核心控制器，最后对死区补偿进行了研究。第５章：结合系统总体设计方案以及具体的技术要求，给出系统的硬件组成，并对各部分电路的具体实现进行了介绍。第６章：介绍了系统的软件设计，给出了主要设计的设计思想和程序流程图，并给出了系统仿真波形和实验板调试波形。最后，对全文工作进行总结和展望。５第２章交流异步电动机的矢量控制技术第２章交流异步电动机的矢量控制技术由于交流异步电动机结构简单、工作可靠、维护方便、效率高，因此在工业上获得了广泛应用，但是由于异步电动机调速非常困难，因此在绝大多数使用场合都不进行调速控制，这大大限制了异步电动机的更广泛使用。而其中最大的问题就是交流异步电动机数学模型非常复杂，各变量之间耦合严重，传统的控制方法难以获得令人满意的效果。矢量控制是２０世纪７０年代以后逐渐成熟起来的现代电动机控制理论，它通过将异步电动机构造上不能分离的转矩电流和励磁电流分离成相位差９００的转矩电流和励磁电流分别进行控制，从而可以像控制直流电机调速那样对交流电机进行调速控制。在研究异步电机矢量控制策略中，一般采用两种坐标系：ｄ－ｑ坐标系和旺．ｐ坐标系。如果把ｄ轴定位于转子总磁通甲，的方向上，称作Ｍ（Ｍａｇｎｅｔｉｚａｔｉｏｎ）轴，把ｑ轴称作Ｔ（Ｔｏｒｑｕｅ）轴，则Ｍ绕组相当于直流电机的励磁绕组，屯相当于励磁电流，Ｔ绕组相当于伪静止的电枢绕组，０相当于与转矩成正比的电枢电流，这样就构成了ＯＭＴ坐标系。在ＯＭＴ轴系下Ｍ、Ｔ轴是垂直关系且以一定的角速度旋转，以Ｍ轴作为特定的同步旋转轴，按照转子全磁链矢量甲．来定向，即为转子磁场定向。本章将在介绍异步交流电动机数学模型的基础上，讨论坐标变换和转子磁链位置计算，这些构成了磁场定向控制的基本原理，进而对磁场定向矢量控制系统的结构进行了分析。２．１三相异步电动机的数学模型异步电动机的定子绕组通常为三相绕组，转子为三相或多相绕组，没有励磁绕组。在研究异步电动机的多变量数学模型时，常作如下的假设：（１）忽略空间谐波，设三相绕组对称（在空间上互差１２０：电角度），所产生的磁动势沿气隙圆周按正弦规律分布。（２）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是线性的。（３）忽略铁心损耗。（４）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响（冬雷，２００７）。这样，实际的电动机被等效成如图２．１所示的物理模型。图中，定子三相绕组Ａ、Ｂ、Ｃ在空间上是固定的，故称为三相静止坐标系。设Ａ轴为参考坐标轴，７第２章交流异步电动机的矢量控制技术转子以ｗ速度旋转，转子绕组轴线为ａ、ｂ、ｃ，随转子旋转。ａ轴与定子Ａ轴间的电角度差为９＝．『锄，称为空间角位移。图中，‰，‰，％，％，％，“。为定子和转子相电压的瞬时值。ｉ．４，‘，ｆｃ，屯，‘，‘为定子和转子相电流的瞬时值。Ｒｌ，Ｒ：为定子和转子电阻。厶．，厶：为由漏磁通产生的定子和转子漏感。厶＝ｋ。＝Ｌｍ：为定子和转子互感。咏ｌ【）Ｃ图２，１三相异步电动机的物理模型相对于漏感而言，互感的情况较为复杂，定子和转子的６个绕组之间的互感可考虑有两类：一类是Ａ、Ｂ、Ｃ相绕组及ａ、ｂ、ｃ相绕组之间因位置固定，故互感为常数；另一类是定子任一相与转子任一相之间的位置是变化的，互感是角位移秒的函数。互感的变参数是造成系统非线性的根源。异步电动机的数学模型可由以下４组微分方程来描述：１．电压方程式三相定子绕组电压方程式为驴讹＋警驴脚警％嘲＋警（２．１）第２章交流异步电动机的矢量控制技术三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程式为％＝．０届＋％ＩＩ．０彤＋（２．２）咋＝．０膨＋吧百帆了以一班Ｏ００Ｏ七ｐ口上式以微分算子ｐ代替导，用矩阵形式表示则可写成ａｔＯＯＯＯＯＯ月墨０ＯＯ０口Ｏ蜀Ｏ００ＯＣＯ墨ＯＯ０（２．３）０心ＯＯ６咖咖卿如鳓比２．磁链方程式Ｏ０墨０Ｏ砭甲甲甲甲Ｖ甲Ｃ每个绕组的磁链是其本身的自感磁链和其他绕组对它的互感磁链之和，可表达为一口Ｃ（２．４）口６甲甲甲甲甲甲ｃ砌伽励励助助助励励伽伽伽伽伽助缸伽缸伽伽助励知励伽伽砌知砌如“伽缸缸ｋ如式中，自感匕＝ＬＢＢ＝ｋ＝厶ｌ乞＝Ｌｂｂ＝ｋ＝厶２互感（２．５）伽８ｂ砌砌励●一２●一２■乙厶励知伽础口础办勘办．书粤却一∞＼Ｄ（２．６）Ｌａ６＝乇＝…２／ｗ８。＝厶ｃｏｓ（Ｏ＋１２０。）幺。＝屯＝＊ｏｏ－－＂ｋ＝乙ｃｏｓ（８－１２０。）３．转矩方程式９第２章交流异步电动机的矢量控制技术瓦＝ｐｍＬｍ（ｉＡｉｏ＋ｉＢｉｂ＋ｉｃｉｃ）ｓｉｎ０＋（ｉＡｉｂ＋‘‘＋ｉｃｉｏ）ｓｉｎ（Ｏ＋１２０。）＋（ｉＡｉｃ＋‘‘＋ｉｃｉ６）ｓｉｎ（Ｏ一１２０４）（２．７）４．运动方程式互＝乏＋等・警惯量。（２．８）式中，互为负载转矩，ＧＤ２为电动机和负载的飞轮转矩，ＧＤ２＝４９Ｊ，Ｊ为转动由以上方程可知异步电机三相原始模型相当复杂，要分析和求解显然是十分困难的。为了使三相异步电动机具有可控性，必须对其进行简化、解耦，使其成为一个线性的系统。从对直流电机的分析发现，如果将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制问题就可以大为简化，坐标变换正是按照这条思路进行的。２．２坐标变换原理坐标变换必须遵循以下原则：（１）应遵循变换前后电流所产生的旋转磁场等效；（２）应遵循变换前后两个系统的电动机功率不变；２．２．１Ｃｌａｒｋｅ变换Ｃｌａｒｋｅ变换，也称为３／２变换，是将三相平面坐标系ＯＡＢＣ向两相平面坐标系ＯａｌＳ的转换（王晓明，王玲，２００４）。图２．２三相ＡＢＣ绕组和两相邮绕组各相的磁势ｌＯ第２章交流异步电动机的矢量控制技术图２．２所示是定子三相绕组Ａ、Ｂ、Ｃ的磁势矢量和两相电动机绕组ａ、ｐ的磁势矢量的空间位置关系。其中选定Ａ轴与ａ轴重合。根据坐标变换原则，两者的磁场应该完全等效，因此有‘绺糍ｉ８毗ｓｉｎｌｃ０２０ｓ３磁ｓｉ。ｎ（篙１２０旷）｝ｌⅣ２‘＝ｏ＋Ⅳ３。＋Ⅳ３ｆｃ一组９，…～７。）屯＝瓮ｃ‘一扣扣嵇＝簧ｃ。＋譬‘一誓之，式（２．１０）用矩阵表示，即１—．．．１．．．—１—２２（２．１０）式中，Ⅳ２，Ⅳ３分别表示三相电动机和两相电动机定子每相绕组的有效匝数。＝．ｋ．哆Ｍ—Ｍｏ笪一鱼２２（２．１１）转换矩阵１．．．．１．——．．１．・２２ｏ鱼一笪２不是方阵，因此不能求逆阵。所以需要引进一个独２立于‘，绉的新变量ｆｏ，称它为零轴电流。零轴是同时垂直于ａ和ｐ轴的轴，因此形成ｃ‘、Ｄ、０轴坐标系。定义Ｎ≯ｂ＝／ｃｖ３／』＋ＫＮ毒８＋ＫＮ毒Ｃ式中，Ｋ为待定系数，所以式（２．１１）改写为１—．．．１．．．．．１．２２ｌｌ啦．１２）．．砀．Ｍ—Ｍｏ鱼一鱼２２ＫＫＫ（２．１３）１．—．．Ｉ．．．．．１—２２定义Ⅳ３Ｌ＝ｏｏ鱼一笪，’一ｌ（２．１４）Ⅳｚ２２ＫＫＫ第２章交流异步电动机的矢量控制技术。因此，Ｃ＝２—３丝Ｍ（２．１５）。鱼２鱼２。一猫。一欲。一猫由式（２．１５）ＮｐＡ求出其转置矩阵Ｃ７’。为了满足功率不变的变换原则，有Ｃ一＝Ｃ７’，可求得生Ｍ肛《。趸握旦压０（２．１６）将上式代入式（２．１５）得斤Ｃ－指因此，Ｃｌａｒｋｅ变换式为ｌ２ｌ２（２．１７）鱼２笪２一Ｉ厄一ｌ压上压。黔ｏ—ｌ压Ｃｌａｒｋｅ逆变换式为。（２．１８）．ｋ．．七一｜２笪２一Ｉ厄阡代入式（２．１８）、式（２．１９），得（２．１９）．０．．。鱼２鱼２—ｌ压上压上压对于三相绕组不带零线的星形接法，有‘＋‘＋如＝Ｏ，因此，ｉｃ－－－ｉ．－ｉＢ，分别呓第２章交流异步电动机的矢量控制技术卧阡是磁链的变换阵。（２．２０）（２．２１）按照所采用的条件，电流变换阵也就是电压变换阵，同时还可证明，它们也２．２．２Ｐａｒｋ变换所谓Ｐａｒｋ变换，就是将两相静止直角坐标系Ⅱｐ轴投影到两相旋转直角坐标系Ｍ．Ｔ轴的变换，也叫交／直变换（王晓明，王玲，２００４）。ｐ妒霪—ｌｔ＾钐１翟ａｆ图２．３定子电流矢量在ＯａＤ坐标系和ＭＴ坐标系上的投影如图２．３是定子电流矢量菇在Ｏｃ【ｐ坐标系与ＯＭＴ旋转坐标系的投影。图中，ＭＴ坐标系是以定子电流角频率ｂ速度在旋转。ｉｓ与Ｍ轴的夹角为岛，Ｍ轴与ｃ【轴的夹角为％，因为ＭＴ坐标系是在旋转的，因此仇随时问在变化，％＝Ｋｒ＋仇，‰是初始角。由图２．３可以得到‘，如与０，‘的关系为Ｉｃｒ钆ｃＯ．Ｓ魄一ＩＴｓｌｎ纷｝砀＝ｋＳｌｒｌ吼＋ＩＴ（２．２２）Ｃ０５％Ｉ其矩阵关系式为第２章交流异步电动机的矢量控制技术Ⅲ鬻嚣捌ＣＯｓ亿２３，ｃ：＇ｓ体一Ｓ１ｎｌ：ｃ是两相旋转坐标系Ｍ、Ｔ到两相静止坐标系ｏｃ【ｐ的变式中，ＩＬｓｌＩｌＣＰｓＣＯＳ钵Ｊ换矩阵，很明显，这是一个正交矩阵，因此有Ｃ７’＝Ｃ～．所以从两相静止坐标系ｏａｌ３到两相旋转坐标系ＯＭＴ的变换为阡卜ｃｏ。ｓｎｃｐ…，ｓｉｎ。ｃ哪，ｏ，Ｉｌｉａ］同。亿２４，式（２．２４）、式（２．２３）就是定子绕组的Ｐａｒｋ变换（交／直变换）和逆变换（直／交变换）。同样可以证明，电压和磁链的旋转变换阵也与电流（磁动势）旋转变换阵相２．３转子磁链位置计算由于交流异步电动机的转子机械转速不等于转子磁链转速，即不能通过位置传感器或速度传感器直接检测到交流异步电机的转子磁链位置，进而无法进行Ｐａｒｋ变换和逆变换，因此必须寻找出一种能够获得转子磁链位置的方法。开始提出矢量控制系统时，曾尝试直接检测磁链的方法，一种是在电机槽内埋设探测线圈，另一种是利用贴在定子内表面的霍尔元件或其它磁敏元件。从理论上说，直接检测应该比较准确，但实际上这样做会遇到不少工艺和技术问题，而且由于齿槽影响，使检测信号中含有较大的脉动分量，越到低速时影响越严重。因此，现在实用的系统中，多采用间接计算的方法，即利用容易测得的电压、电流或转速等信号，利用转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与相位。在ＯＭＴ坐标中，电动机的电流模型满足下面两式：。＝矢等＋‘（２．２５）驴警…蠢转速与额定转速之比。１４亿２６）其中，ｐ为转子磁链位置，‘为转子电感，墨为转子电阻，只为转子磁链角频率与额定角频率之比，％为额定电角频率，％＝２＃ｘ５０＝１００＃，刀为转子实际第２章交流异步电动机的矢量控制技术假设０（忌＋１）≈‰，对式（２．２５）和式（２．２６）进行离散化处理，并令鲁≈攀声，可得‰）＝ｋ＋ｉＴＲｒ（‰一ｋ）（２．２７）‰，％ｔ＋去丧式中Ｔ为采样周期。（２．２８）令常数峰＝等，Ｋ＝丧，则地７腻（２．２８嬲屯（Ｋ＋１）＝ｋ＋Ｋ，（ｋ—ｋ）（２．２９）Ｅ【川）＝‰ｌ＋Ｋ｝’ｄ（Ｋ＋ｉ）（２．３０）通过式（２．３０）计算出只【ｘ＋１），就可以用下式：研ｒ＋ｎ＝吼－Ｉ－％只ｆｒ＋１１Ｔ计算转子磁链位置臼。２．２节和２．３节构成了磁场定向控制（ＦＯＣ）的基本原理。（２．３１）２．４三相异步电动机在不同坐标系上的数学模型２．４．１在两相静止坐标系上的数学模型前面已经推导出三相异步电动机的数学模型和坐标变换的Ｃｌａｒｋｅ变换矩阵，只要将这两个方程式进行合并及整理，即可得到异步电动机在两相静止坐标系的数学模型．１．电压方程墨＋丘ｐ００Ｌｍｐ００ｌａｌ●ＲＬ七Ｌｓｐ厶Ｐ知ｌ●Ｌｍｐ鸣Ｌ．ｐＲ２＋‘ｐ毗，醚＋Ｌｒｐ（２．３２）ｌａ２●—ｗＬ一心－２第２章交流异步电动机的矢量控制技术２．磁链方程％ｌｔ００厶００Ｌｍ０ｌ●％１％２ｔ场ｌ●（２．３３）厶００Ｌ，００Ｌｒｌａ２●％２３．转矩方程乙０２￡＝见匕（绉Ｉ乞２一乞。‘ｚ）（２．３４）把异步电机的定转子三相坐标系变换到二相的静止坐标系后，既减少了状态变量的维数，又使磁链方程和转矩方程中的变参数矩阵变成了常数矩阵，为分析带来了方便。２．４．２在两相同步旋转坐标系上的数学模型由２．４．１节可知，三相异步电动机在两相静止坐标系上的数学模型仍存在非线性因素和具有强耦合的性质。非线性主要存在于产生电磁转矩环节上，强耦合关系同三相情况一样，仍未得到改善，为此还需要对上述模型进行简化处理。在同步旋转坐标系上的电压方程为：ｕｕＩｔｌＴｉｕｕ２ＵＴ２Ｋ七Ｌｓｐｗｌ厶ＬｍＰ一ⅥＬＲｌ＋Ｌ，ｐＬｍｐ一ⅥＬＬ．ｐⅥ厶Ｒ２七Ｌｒｐ（２．３５）一心三脚Ｌ．ｐ一咝４嵋厶Ⅵ三，Ｒ２＋‘ｐ磁链方程和转矩方程不变。这种坐标系的突出优点是，当ＡＢＣ坐标系中的变量为正弦函数时，旋转坐标系中的变量是直流。２．５转子磁场定向矢量控制系统分析由以上介绍可知，异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标变换，可以使之降阶并化简，但并没有改变其非线性、多变量的本质。需要高动态性能的异步电机调速系统必须在其动态模型的基础上进行分析和设计，但要完成这一任务并非易事。经过多年的潜心研究和实践，有几种控制方案已经获得了成功的应用，目前应用最广的就是按转子磁场定向（ＦＯＣ）的矢量控制系统。异步电动机矢量控制系统按转子磁场定向后，可以使定子电流的励磁电流分量和转矩电流分量实现解耦，即控制转矩电流分量控制电机的转矩时，电机的磁１６第２章交流异步电动机的矢量控制技术链并不会因此而变化。与直流电机中的励磁电流和电枢电流相对应，这样大大简化了多变量强耦合的交流变频调速系统的控制问题。由于要实现高精度和高动态性能的控制需要同时对电动机的速度和电流进行控制。根据反馈原理，要维持哪一物理量基本不变，就应该引入该物理量的负反馈。因此，为了兼顾调速系统的静态性能和动态性能，本课题中我们采取了转速、电流双闭环，而且带速度传感器的控制方式。此外，为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的调节器均采用比例积分控制（简称ＰＩ控制），其输出是输入的比例和积分的函数，ＰＩ调节器控制结构简单，参数容易整定，不必求出被控对象的数学模型。但在控制器的设计和调试过程中应注意：ＰＩ调节器易受干扰、采样精度的影响，且受数字量上下限的影响易产生上、下限积分饱和而失去调节作用，当然本系统的ＰＩ调节器是依靠软件实现的，因此要求两个调节器的输出都是带限幅的。图２．４所示为三相异步电机磁场定向矢量控制系统结构图（欧阳磊，方凯，陈复春，２００８）。可见，整个系统构成了一个完整的速度．电流双闭环控制系统，其中，外环速度环产生定子电流的参考值，内环电流环得到实际的控制信号。图２．４三相异步电机磁场定向矢量控制系统结构图第２章交流异步电动机的矢量控制技术整个系统的基本原理如下：首先由速度传感器测出电动机的转速玎，与给定转速以。，相比较后将得到的偏差送入速度ＰＩ调节器，其输出作为用于转矩控制的电流Ｔ轴参考分量ｋ。此外，通过电流传感器测出逆变器输出的定子电流‘、‘，经过ＤＳＰ的Ａ／Ｄ转换变成数字量，并利用式ｆｒ＝一（‘＋ｉＢ）求出‘。通过Ｃｌａｒｋｅ变换和Ｐａｒｋ变换将电流ｆ。、ｏ‘变换成旋转坐标系中的直流分量０、‘。ｂ和ｆ＾枷，与作为电流环负反馈量的磊、０相比较，得到的偏差分别经过转矩电流ＰＩ调节器和励磁电流ＰＩ调节器输出Ｍ、Ｔ旋转坐标系的相电压分量‰，和Ｋ耐。‰和Ｋ枷，再通过Ｐａｒｋ逆变换转换成口、∥直角坐标系的定子相电压矢量的分量圪。，和％。，。ＳＶＰＷＭ模块根据这两个输入量计算实际ＰＷＭ信号的占空比，输出正确的ＰＷＭ信号，驱动逆变器。２．６本章小结本章首先介绍了三相异步电动机的数学模型，在此基础上介绍了矢量控制的坐标变换和转子磁链位置计算，这些构成了ＦＯＣ控制的基本原理。然后对三相异步电机在不同坐标系上的数学模型进行了介绍，最后对磁场定向矢量控制系统的基本原理进行了详细的阐述。本章是交流异步电动机矢量控制系统设计的理论基础，对后续章节中的设计起到理论指导作用。１８第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术３．１ＰＷＭ调制原理以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高的多的等腰三角波作为载波（Ｃａｒｔｉｅｒｗａｖｅ），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｗａｖｅ），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。这便是ＰＷＭ的调制原理。－：Ｉ｛｝ＩｌＩｉ！ｂ）匡羹饔霎霪图３．１ＰＷＭ调制原理图田ｆ图（ａ）所示正弦波，如将其每半周划分为Ｎ等份（图中Ｎ－－７），每一等份的正弦电压与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲所代替，且使矩形脉冲的中点与相应正弦等份的中点重合，则各脉冲的宽度将是按正弦规律变化的。按照采样控制理论中冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性环节上其效果基本相同的结论，图（ｂ）所示，由Ｎ个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形便与正弦波等效。正如１．２节中所述，对于三相逆变器．有多种脉宽调制方式，其中以正弦脉宽调制（ＳｉｎｅＰＷＭ，ＳＰＷＭ）和空间电压矢量脉宽调制（Ｓｐａｃｅ．ＶｅｃｔｏｒＰＷＭ，ＳＶＰＷＭ）最为典型，也是目前最为广泛使用的两种调制方式。正弦脉宽调带ｔ］（ＳＰＷＭ）是由载波调制正弦波而获得脉冲宽度既按正弦规律变化又和正弦波等效的脉宽调铝ｔＪ（ＰＷＭ）波形。没有考虑电流的连续使ＳＰＷＭ总也得不到好的输出电压，另外，ＳＰＷＭ方式还有一个明显的缺点就是对直流电压利用率低。显然标１９第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术准正弦波作为给定的ＳＰＷＭ方式己不是最好的选择。考虑到实际的需求，本课题选用ＳＶＰＷＭ作为系统脉宽调制方式，以下对其进行详细介绍。３．２空间电压矢量脉宽ｉ周卷ＩＪ（ＳＶＰＷＭ）技术经典的ＳＰＷＭ控制是从电源角度出发，主要着眼于使逆变器的输出电压尽量接近正弦波，尽可能的减少输出的谐波成分，具有控制线性度好，易于实现等特点。但是电压利用率低阻碍了它的进一步广泛应用。为了获得高的电压利用率，８０年代中期，国外学者在交流电机调速中提出了磁通轨迹控制思想，进而发展产生了空间电压矢量ＰＷＭ，其物理概念清晰，算法简单，适合于数字实现，且ＳＶＰＷＭ比ＳＰＷＭ对直流电压的利用率高。这种方法是从电动机的角度出发，其目标是使交流电动机产生圆形磁场。３．２．１ＳＶＰＷＭ技术的基本原理１．电压矢量与磁链矢量电压空间矢量是按照电压所在绕组的空间位置定义的（陈复春，钱玮，欧阳磊，２００９）。电动机的三相定子绕组定义了一个三相静止平面坐标系。如图３．２所示。这三个轴分别代表三个相，三相定子电压ＵＡ，ＵＢ，Ｕｃ，施加在这三相绕组上，形成三个相电压空间矢量ｕＡ，ＵＢ，ｕｃ。它们的方向始终都在各相轴线上，按正弦规律变化。因此，三个相电压空间矢量合成的空间矢量Ｕ是一个以电源角频率彩旋转的空间矢量：Ｕ＝ＵＡ＋ｕＢ＋ＵＣ（３．１）Ｂ图３．２电压空间矢量同样的，可以定义电流和磁通的空间矢量Ｉ和甲，且有甜：Ｒ／＋＿ｄＴ。ｄｆ若忽略定子电阻的影响，上式可以写成“＝肼＋警≈譬＝—心肼ｅ川，可见，供电电压与频率／成正比，电压矢量运动轨迹与磁链轨迹重合，因此，电动机旋第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术转磁场的形状问题可以转化为电压矢量运动轨迹的形状问题来讨论。２．基本电压空间矢量图３．３是一个典型的电压型ＰＷＭ逆变器。＋ＪＬａ／乡／Ｕ）ｃｆＡ肌Ｉａ，／１ｒｂ’／＼、、．＿／／Ｃ’／电机图３．３三相电压型逆变电路原理图阱‰雕珊阱‰匪羽限２，组３，特点分别命名为００００、Ｕｏ、Ｕ６０、Ｕ１２０、Ｕ１８０、Ｕ２４０、Ｕ３００、０川，其中Ｏ０００、０川２ｌ第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术形磁场。显然，正多边形边数越多，近似程度越好。ＣＡＢ图３．４基本电压空间矢量与磁链轨迹Ｆｕ。ｆｌｒ，』Ｐ聊Ｈ图３．５基本电压空间矢量线性组合图３．５给出了电压空间矢量线性组合的示意图。虬和虬±印表示相邻的两个基本电压空间矢量，％是输出的参考相电压矢量，其幅值代表相电压幅值，其旋转角速度是输出正弦电压的角频率。设吒作用时间为砟啊，则在这段时间内，定子磁链矢量甲的矢端的运动轨迹就是平行于该‰的，且是正多边形的一个边。当进入下一个耳删周期，输出的相电压就变成了Ｕ’州，同样，这段时间内磁链轨迹也是多边形的另外一个边，所以，只要乃腑取的足够小，且保证每个２２第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术乃删周期内合成的‰幅值相等，电压空间矢量的轨迹就是一个近似圆形的正多边形。４．电压空间矢量线性组合的参数计算上面分析了利用电压空间矢量的线性组合来获得多边形旋转磁场的原理。设Ｕｏ眦是ｔｌ厂ｒＰｗＭ倍的Ｕｘ和ｔ２／＇ｒｐｗＭ倍的ｕ。＋６０的矢量和，即‰＝｝玑＋≯Ｕ埘若将Ｕ叫ｔ、Ｕｘ、Ｕｘ＋６０投影到平面直角坐标系Ｏｃ【Ｄ中，则有（３．４）阡ｔ２ｋ［％Ｕ：ｐ麓：陋Ｕｏｕｔ口ｐ］时，就可以确定ｔＩ、ｔ２。ｎ５，当知道逆矩阵阮笺ｘ＋６０）ａ］～～在平一坐繇唧中的投叫艺］当逆变器输出零矢量０ｌｌｌ或００００时，电机定子磁链矢量甲不动。所以可以在Ｔ洲期间插入零矢量作用时间ｔ０，使得ＴＰ、Ⅲ＝ｔｌ＋ｔ２＋ｔ０通过这样的方法，可以调整角频率，从而达到变频的目的，这是ＳＶＰＷＭ调制的关键。为了使磁链的运动速度平滑，零矢量一般都不集中的加入，而是将零矢量平均分成几份，多点的插入到磁链轨迹中，但作用时间的和仍为ｆ０，这样可以减少电动机的脉动。５．确定扇区号图３．４划分出了６个扇区，每个区域都有一个扇区号（图中０、１、２、３、４、５）。确定Ｕ叫位于第几扇区，才能确定用哪两个基本电压空间矢量去合成。当Ｕ。ｍ以ｏａｆ３坐标系中的分量虬枷、％口给出时，先计算出ｌＢｏ＝吒卢｛骂＝如础‰一ｓｉｎ３０。％，ｌ垦＝一血６０Ｄ‰一ｓｉｎ３０。％卢再计算Ｐ＝４ｓｉｇｎ（Ｂ２）＋２ｓｉｇｎ（Ｂ１）＋ｓｉｇｎ（Ｂ０），式中ｓｉｇｎ（ｘ）是符号函数。然后根据Ｐ的值查下表确定扇区号：表３．１Ｐ值与扇区号的对应关系Ｐｌ１２５３Ｏ４３５２６４（３．６）Ｉ扇区号如果吒给出的是幅值和相角，也可根据相角直接确定扇区号。ＭＷｅ｛｛ｌ；！ｌ｛｛第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术３．２．２ＳＶＰＷＭ调制的实现方法可以看到，要合成参考电压矢量并不一定要选择相邻矢量来作用。而且根据平均值等效原理，零矢量的分割和作用顺序的安排以及两个非零矢量作用的先后顺序都不会影响配。。因此我们可以对零矢量作不同的分割和安排，并对各扇区非零矢量作用顺序作一定安排来得到许多不同的ＳＶＰＷＭ调制方法。但是在得到具体的ＳＶＰＷＭ实现方法时，必须遵循以下原则：任何时刻最多只能有一相的开关管动作，且应尽可能地使开关管的开关次数最少。如果在每个扇区都选择相邻矢量来作用，且对各矢量作用时间作如下分割和安排：ｆｎ／４、ｆ１／２、ｒ＇／２、ｆｏ／２、ｆ，／２、ｆｌ／２、厶／４。若设定相邻矢量的作用顺序如图３．６所示，则根据上述原则可以得到图３．７所示的ＳＶＰＷＭ波形（只画出了第０扇区的波形），称之为七段式ＳＶＰＷＭ波，也称为软件ＳＶＰＷＭ实现法。Ｕ∞（ＯｌＯ）瓯（１ｌｏ）Ｕ∞（０１１）Ｕｏ（ｚｏｏ）Ｕ瑚（ｏｏｔ）０枷００１）图３．６基本电压空间矢量的选择顺序（七段式）啪一厂丁＿；刑㈣Ｕｉ｝｝；Ｈ印）卜Ｈｉ｛卜Ｈ一曲｝ｉ删挞！鱼越ｉｒ］ｉｉ；４２２２２２４根据同样的过程，可以得到硬件ＳＶＰＷＭ实现法．五段式ＳＶＰＷＭ的波形。其矢量的作用顺序和波形分别如图３．８和图３．９。第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术Ｕ－２０（０１０）比（１１０）ＵＩ∞（０１１）ｕ。０００）Ｏｍ（００１）Ｏ。（１００图３．８基本电压空间矢量的选择顺序（五段式）ＰＷＭＡ（ａ）厂Ｔ］广丁一２２。２２ＰＷＭＢ（ｂ）Ｈ１Ｗ～ｑ。制毛崩图３．９第０扇区ＳＶＰＷＭ波（五段式）表３．２表示出了两种实现方式的主要区别所在。表３．２两种ＳＶＰＷＭ实现模式比较开关模式硬件ＳＶＰＷＭ法软件ＳＶＰＷＭ法ＣＰＵ指令周期２７３３内存使用３１４ｌ开关个数４６死区均衡否是３．２．３ＳＶＰＷＭ调制的本质实际上，ＳＶＰＷＭ的隐含调制函数可以写成Ｕ００’＝％０＋Ｕｚ（３．７）‰’２万／ｍＶｃｏｓ（缈‘）ｍ脚ｓ（咖争酊＝万２”０Ｓ（褂争。＝２√３材：＝一（１一七）甜。。。一ｋｕ皿。一（２ｋ一１）・（３．８）●●●、材ｍ“２ｍａｘ｛ｕ口，％，“ｆ，“。ｉ。＝ｍｉｎ｛”。’，甜６’，“。’）２５第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术这里的ｋ为零矢量瓯作用的时间ｔｏ。。。。，与零矢量作用总时间ｔｏ的比值；豫定义为ｍｖ＝压以，，／％，称为调制度。由于七段式ＳＶＰＷＭ在各扇区ｋ＝Ｏ．５，而五段式在不同的扇区ｋ＝１和ｋ＝０交替出现。故根据上面的隐含调制函数可以画出七段式和五段式的隐含调制波（ｍ。＝１），如图３．１０和图３．１１所示。图３．１０七段式ＳＶＰＷＭ的隐含调制波图３．１１五段式ＳＶＰＷＭ的隐含调制波３．２．４ＳＶＰＷＭ算法的仿真研究根据以上介绍的ＳＶＰＷＭ调制原理和参数的计算式，用ＭＡＴＬＡＢ的Ｍ函数编程对ＳＶＰＷＭ进行了仿真，仿真时参数选择如下：母线电压％＝２４Ｖ，输出线电压有效值‰，＝１６Ｖ，输出线电压频率厶＝ｌ１０Ｈｚ，ＰＷＭ载波频率厶附＝８０００Ｈｚ。仿真结果如下：１．采用七段法，仿真输出ＳＶＰＷＭ的相电压与线电压，输出波形为在一个ＰＷＭ周期内的采样值，即为占空比变化的方波。瓣＿Ｆ冁濑趟薹．，，！一一一｝一一一ｌｌｌｌ；蓥蕊｛．４１《ｊ一一一÷一一一。ｒ——茜ｒ—１蟊——矗万——萄ｒ—｜ｉ茹——蠢第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术图３．１２软件ＳＶＰＷＭ仿真图２．采用硬件ＰＷＭ法，仿真输出ＳＶＰＷＭ的相电压和线电压，输出波形为在‘‰．１５．１０．５ｏ５１０ｔ５∞‘１毛１０∞３０∞朝６０７０８０‘２毛１０∞３０∞朝６０阳∞图３．１３硬件ＳＶＰＷＭ仿真图３．３本章小结本章首先介绍了ＰＷＭ调制的原理，在此基础上详细介绍了ＳＶＰＷＭ调制技一个ＰＷＭ周期内的平均值，如图所示。第３章交流异步电动机的ＰＷＭ技术术的原理与实现方法，并对ＳＶＰＷＭ算法进行了仿真，通过在ＭＡＴＬＡＢ仿真程序中计算在每个昂黝周期内相电压与线电压的平均值，得到在一个调制周期内线电压与相电压的波形均为正弦波，线电压的幅值为２２．６，有效值为１６，相电压的幅值为１３．１，有效值为９．３，而设定的输出线电压为１６，可见，实际输出的线电压与设定值一致，并且线电压与相电压满足岣妇＝√３％＾船。（由于是采用星形连接）。仿真结果论证了ＳＶＰＷＭ技术的可行性与有效性，为后续章节里整个系统的软件设计打下了基础。第４章系统总体方案设计第４章系统总体方案设计４．１系统总体构成在调研、分析国内外主要交流电机控制器总体构成的基础上，结合本课题实际功能的要求以及遵循尽量使系统简化、易实现的原则，将系统大致划为成如图４。ｌ所示的几个模块。驱动电路一＇功率主电路保护电路图４．１系统总体框图整个系统由ＤＳＰ主控电路，功率主电路，速度、电流检测模块，输入电路（包括模拟量和数字量的输入）、保护电路、驱动电路、串行通信电路、故障显示电路等组成。其中，功率主电路用来驱动三相异步电动机；模拟开关输入电路包括钥匙开关、互锁开关、前进开关、后退开关等输入开关，均为模拟量；故障显示电路包括控制器本身故障和车辆操作故障的显示；图中，几大主要模块的硬件设计将在下一章中详细介绍。４．２系统核心控制器介绍对单个交流电机的控制，需要检测电机运行时的状态量（如电压、电流、温度等），然后利用这些参数和信号经过复杂的运算处理之后，估算出电机当前的第４章系统总体方案设计状态；要实现对电机的速度、电流双闭环调速，就要采用比较复杂的控制算法，而这些算法的运算量都很大；要实现高速、重载条件下对电机的良好实时控制，需要处理器具有较高的工作频率和较强的实时任务处理能力，而这也是实现控制系统数字化的关键。另外，根据客户需求和项目未来的发展规划，所开发的系统将来要应用于家用电动汽车、叉车和电动托盘车上，需要能在一定的条件下对双电机进行协调控制，因而对处理器的外设、运算能力、处理速度的要求就更高。传统的微处理器如５１、９６系列在实现控制时，由于本身指令功能不强，乘除法所用周期过多、数据转换速度慢、处理速度无法达到要求，使得交流异步电动机的性能得不到充分发挥，而ＤＳＰ集高速处理能力、灵活性、集成度、可靠性于一身，为高性能运动控制提供可靠高效的信号处理与控制硬件，因而能胜任这一工作。基于低成本ＤＳＰ的交流电机控制系统，成为未来的发展方向。ＰＬＬＶｃｃＡＸＩＮＴ＇，的ｌＰ＾２ＲＳＣＬＫＯＵＴ＾０ＰＥＯＤＡＲＡＭ｛ＢＯ，２５ＧＷｏｒｄｓＰＬＬＦ２ＰＬＬＣｌｏｃｋＸＴＡＬｌ，ＣＬＫＩＨＸＴＡＬ２Ａｎｒｌｖ００一＾ｎＣｌＮ０７ＴＭＳ２ＢＩｏｎ０ＰＣＩＭＰｊＭＣＢｏＯＴ—ＥＮ，＇ＸＦＣ２ｘｘＤＳＰＣｏｆ●ＤＡＲＡＭ（ＢｔｌＡＤＣＩＮＯａ—ＡＤＣｊＨｌ５ＶＣＣＡｌＯ－日ｉｔＡＤＣＶＳＳＡ２５１；ＷｏｒｄｓｉｗｄｈＤＡＲＡＭ（ｅ２１３２ＷｏｒｄｓＴｗｉｎＶＲＥＦＨＩＶＲＥＦＬＯ＾ｕｔｏｓｅｑｕｔｎｃｅｒ，ＸＩＮＴ２：ＡＤＣＳＯＣ，●ＯＰ∞ＳＣＩＴＸＤＨＯＰＡ０ＳＣＩＳＣｌＲＸＯｊｌＯＰＡ＇ＳＰｌＳＩＭＯ？！ＯＰＣ２ＳＰｌＳ０”Ｉｊｉ０ＰＣ３ＶＯＤｌ３．３ⅥＶＳ￥ＳＡＲＡＭｌ２冀ｗｏｌｄｓ）Ｓ九”一５ＰＩＣＬＫ，１０ＰＣ４ＳＰｌＳ了Ｅ＾ＯＰＣ５ＴＰ！Ｃ＾ＮＴｘＪＩｏＰＣ６ＴＰ２ＶＣＣＰＦｌＵｓｈＣＡＮＣＡＮＲＸＪＩＯＰＣ７１５Ｖ）ｃ３２ＫＷｏｒｄｓ：４Ｋｆｔ２Ｋｌｔ２．‘Ｊ４Ｋ｜ＷＤＰｏｒｔＡＯ－Ａ＇５ＤＯ—Ｏ＇５ＰＳＤＳｌＳＰｏｒｔＡ（０－７１ｔｏＰ＾ｌＯ：７１８ｆＤ一７｝ＩＯＰＢ’口‘丌ＣｌＯ一７ＩＩＯＰＣＯｉｇｉｔａ！ｌ帕（ＳｈａｒｅｄＷｉｔｈＰｉｒｍＩｏｔｈ●ｒｐｏｒｔＰｏｒｔｒＯ：７１Ｄ１０）ＩＯｐｎ｛０１Ｒ？ＷＲＤＲＥ＾ＯＹＳ了尺ＢＩＣｗｔ●ｒｎａｌＰｏｒ￡Ｅｆ０—７）／ＯＰＥＴ０：７１ＰｏｒｔＦＩＯ—｛ＩｌＯＰＦ【Ｏ．ｓ＇ｌＭｍｏｃＪｒＴＲｓ丫ＴＯＯＴＤｌＴＭＳＪｒ＾ＧｐｏｒｔＴＣＫｔｎ怔ｒｆａｃｅＷＥＥＮＡ１Ｊ４ⅥＳ—ｏＥＥＭＵＯＥＭＵｌＰＤＰＩＮＴ日ＣＡＰｊｊｏＥＰ３，１０ＰＥ７ＣＡＰ５７０ＥＰ４月ＯＰ≠ＯＣ＾Ｐ；＾ＣＰＦｌ眦最：ＩＯＰＣ０ＰＤＰＩＮＴＡＣＡＰ”ＱＥＰ¨ｏＰ＾３ＣＡＰ玉ＱＥＰ２：１０ＰＡ４ＣＡＰ３＾ｏＰ＾ＳＰＷｌ，４１ＨＯＰＡ０ＰＷＭ２＂０Ｐ＾７ＰＷＭ３＾ＯＰ日ＯＰＷＭ４；Ｉｏ尸Ｂ’ＰＷＭ５＾ｏＰ日２ＰＷＭ６ＨＯＰＢ３ＥｖｅｎｔＭＪｎ】口竹＾ＥｖｅｍＰＷＭ７ＨＯＰＥｌＭａｎａｇｅｒＢＰＷＭ８“ＯＰＥ２ＰＷＭ９ＨＯＰＥ３ＰＷＭｌｄ，ｆＯＰＥ４ＰＷ¨Ｉ＇Ｊ１０ＰＥ５●３ｘＣａｐｔｕｒｅＩｎｐｕｔ●６ｉ●３ｙＣａｐｔＵｒｅＩｎｐｕｔＣｏｍｐａｒｅ．ＪＰＷＭ●５ｘＣｏｍｐｖｅ；ＰＷＭＯｕｔＤｕｔ●２ＹＧＰＯｕｔｐｕｔ●２ｘＧＰＴｉｍｅｒ瓢ＰＷＵＴｈｌｌｅｌｒＳ中Ｗ■ＰＷ¨１２一ＯＰＥ６Ｔ１Ｆ＇ＷＭＩＴｔＣＭＰ九ＯＰＢ量Ｔ２ＰＷＭ汀２ＣＭＰ九ＯＰＢＳＴＤＩＲＡ；ＩＯＰＢ６Ｔ３ＰＷＭ丌３ＣＭＰ，１０ＰＦ２ＴＪＰＷＭ玎４ＣＭＰｎ０ＰＦ３ＴＯＩＲＢｊｌＯｐＦ４ＴＣＬＫＩＮＢｄＯＰＦ５１℃ＬＫＩＮＡ，ＩｏＰ８７图４．２芯片系统功能结构图３０第４章系统总体方案设计基于上述考虑，本课题所设计的系统中，核心处理器采用ＴＩ公司的一款工业控制用ＤＳＰ芯片～ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ（图４．２为该芯片系统功能结构图），该ＤＳＰ是定点ＤＳＰＣ２０００平台系列中的一员，专门为电机控制与运动控制而设计。其最大工作频率为４０ＭＨｚ，片上集成了３２ＫＸｌ６的Ｆｌａｓｈ存储器，２ＫＸｌ６的单口ＲＡＭ，５４４Ｘ１６的双口ＲＡＭ，以及大量的片上外设，具有较强的计算能力和丰富的外设资源，足以满足计算量大的控制任务需要（ＤＳＰ２４０７Ａ的Ｄａｔａｓｈｅｅｔ，２００１）。该处理器具有以下一些特点：・两个事件管理模块ＥＶＡ和ＥＶＢ，每个事件管理器包括两个１６位通用定时器和８个１６位的脉宽调制（ＰＷＭ）通道、比较输出单元和捕获单元，满足本文设计方案中对外设的需求：事件管理器模块适用于控制交流感应电机，无刷直流电机，步进电机等：也可实现对两个电机进行分别控制和协调控制。・采用高性能静态ＣＭＯＳ技术，使其供电电压降到３．３Ｖ，减小了控制器的功耗：・４０ＭＩＰＳ的执行速度使得指令周期缩短到２５ｎｓ，从而提高了控制器的实时控制能力；・片内有高达３２Ｋ字的ＦＬＡＳＨ程序存储器，高达１．５Ｋ字的数据／程序ＲＡＭ，５４４字的双ＩＺｌＲＡＭ（ＤＡＲＡＭ）和２Ｋ字的单口ＲＡＭ（ＳＡＲＡＭ）。・可扩展的外部存储器总共１９２Ｋ字：６４Ｋ字程序存储器，６４Ｋ字数据存储器和６４Ｋ字Ｉ／Ｏ寻址空间；通过外部ＲＡＭ可以方便的进行实时仿真、调试。・最小转换时间为５００ｎｓ的１０位Ａ／Ｄ转换器，可选择由两个事件管理器来触发两个８通道输入Ａ／Ｄ转换器或者一个１６通道输入的Ａ／Ｄ转换器；・控制器局域网络（ＣＡＮ）２．０Ｂ模块；串行通信接口（ＳＣＩ）；１６位的串行外设接口模块（ＳＰＤ；・高达４０个可单独编程或复用的通用输入／输出引脚（ＧＰＩＯ）：・‘５个外部中断（两个电机驱动保护、复位和两个可屏蔽中断）。・电源管理包括３种低功耗模式，能独立地将外设器件转入低功耗模式。４．３死区补偿研究在采用了ＳＶＰＷＭ的逆变器中，由于开关元件本身固有因素的影响，逆变器不能做到理想的开关状态，这大大影响了系统的性能。为了保证在上、下桥臂之间不发生同时导通的短路情况，需要设定一个时间间隔，以确保同桥臂上的开关器件一只开关管可靠关断后，另一只才导通，这段上、下桥臂同时关断的时间就称为死区时间乃。由于续３ｌ第４章系统总体方案设计流二极管的存在，会在上、下桥臂同时关断时，逆变器仍能够输出电流，且由于逆变器不能工作在理想的开关状态下，因而输出的电压基波幅值变小，并产生谐波，影响电动机的工作；同时逆变器的输出电流也会发生畸变，产生高次谐波，使得电动机的转矩发生脉动，影响电机的动态性能和稳定性。为此，需要对死区所造成的不良影响进行补偿，以减少或消除死区所导致的电机眭能的降低。４．３．１死区效应分析本系统中逆变电路采用经典的星形接法，如图４．３所示。理想情况下，逆变电路同一桥臂的上、下两个功率开关器件总是互补的导通和关断。但器件导通和关断都需要一定时间，且一般是关断时间（砀）比导通时间（乙）长ａ保险缝图４．３三相逆变电路为防止直流侧短路，在上、下桥臂的导通和关断中间加入了一段死区延时乃。在死区时间内，上、下桥臂的功率器件均关闭，但电流不能突变，实际上是由导通的续流二极管构成了回路。简单起见，可以将导通与关断时间同死区时间一并考虑：乙＝乃＋乙一％。考虑到二极管的正相压降同母线电压相比所占比例很小，分析中不考虑此部分电压的影响。每个ＰＷＭ周期中由死区时间所引起的电压偏差大小为：△咋＝詈圪其中，ｒ为ＰＷＭ脉冲周期，圪为直流母线电压。（４．１）考虑到每个ＰＷＭ脉冲的死区时间对每相电流在相同极性时的影响一致，逆变器输出的半个电压周期的平均电压偏差△＇，的绝对值为：ｌ△ｖＩ＝肌紫％３２（４．２）第４章系统总体方案设计其中：Ｍ为逆变器输出一个周期电压中的ＰＷＭ开关周期数，Ｌ为逆变器输出的一个电压周期。可见，△矿的正负决定于该相电流极性，该电压为一方波形式，如图４．３所示。也就是说，当逆变器的开关频率和直流母线电压的大小固定时，△ｙ为一常数。这意味着参考电压越小，死区所引起的电压偏差的影响则越大，电流的畸变程度也就越大。这里采用（ＨａｂｃｔｌｅｒＴＧｌ９９３）给出的图示对式（４．２）表明的问题进行说明，如图４．４所示。其中ｖ。，为理想的电压参考值，Ｍ为叠加了死区效应引起的电压偏差之后的逆变器实际输出电压基波。移．ｆ＋△Ｉ，／碜堞’。’１声ｌ一妒７一．＿～、ｌ—Ｉ’Ｎ岁ｐ。／０．Ｃａ）－・一～．笋可１／．．。！一’。：。。＿’・、．．卜（１’Ｉ／（ｂ）图４．４死区时间对逆玻！器输出的影响△ｖＩ为△’，的基波电压，其有效值为△ｖ．＝丝△ｖ刀（４．３）由图４．３可以看出死区时间导致了偏差电压△ｖ的产生。这不仅使得输出电压不再是期望的参考电压，同时也使得实际输出电压与电流的相位关系发生了变化（由矽’变成了矽）。以上分析说明死区效应的影响主要包括：死区时间内负载电流不能突变，由续流二极管保证负载电流的方向，而死区产生的偏差电压△ｙ的极性总是与负载电流相反，因此总是减小实际电流；死区偏差电压的存在增加了电机电压和电流的谐波成分，相位关系也发生了改变。死区的设置方法有两种：一种是提前乃，２关断、延迟乃／２导通的双边对称设第４章系统总体方案设计置：另一种是按时关断、延迟乃导通的单边不对称设置，本课题采用双边对称设置方法并结合实际情况对其进行了研究。由于死区的存在而导致的一系列问题，如对输出电压的影响，对输出电流的影响等等会影响电机的性能，导致电机的运行效率也会降低。因此有必要在本课题所设计的电机控制系统中对死区进行补偿，以达到良好控制电机、获取更好的动态特性的目的。下面将介绍本课题中对死区进行补偿的方法。４．３．２基于ＳＶＰＷＭ的死区补偿较为简单的死区补偿方法就是按照各相电流极性分别对矢量变换中的三相电压参考值直接按照式（４．２）给出的偏差电压进行修正，即：Ｖ’一＝Ｖ町＋ＡＶ，ｆ＞０（４．４）（４．５）矿可＝％－ＡＶ，ｊ＜０但这是一种平均补偿，实时性和准确性都不高。通常采用的对称形式的ＳＶＰＷＭ控制是一种数字ＰＷＭ生成方法，图４．５给出了加入死区时间后的三相ＰＷＭ及其互补信号的输出描述。嗍Ｉ／２刑３／４ＰＷＭ５／６１；…＇－。ｌ；ｉ．ｉｌＩ：；●！ｊ；！！ｉｌ！ｆ！！；：ｌ羽恻｝’：Ｉ蛹ｉｌＩ：嘲ｌ！一｛ｉｉ群ｌｊｊ！：斟ｊ：；●！ｆＴ懿ｌＩｌ０；，煎ｌ１ＩＩｌ．：，ｒＩｆｔｌｌ！：！：赶广ｔｌ●譬ｌ：：：ｌ群问－ｒ——ＬＩ●ｌ；！：Ｉ：１嘲；ｉｈ广Ｉｆｌ．匝ｈｔ广ｌ乙乙ｋ毛；…广１－一ｉｎｈｈｎｈｎ广１１ｈ：１ｎ１ｈｎ。＿：：图４．５带有死区延时的ＰＷＭ输出本课题采用的死区补偿方法，是根据（ＴａｋａｓｈｉＳｕｋｅｇａｗａ，ｅｔａｌ，１９９１）采用的在旋转坐标系中的补偿方法，在此基础上进行一些改进，具体步骤是：利用参考电流０。和‘’代替实际电流０和岛，再将０‘，０’从ＯＭＴ坐标系变换Ｎｏａｌ３坐标系中，得到电流矢量ｌｔ＋，ｆ８‘ｌ，然后通过坐标变换将ｏａｌ３坐标系中的两相电流转变Ｌ－一７一为三相电流，根据每一相电流方向判断出所需的每相补偿电压的极性，而补偿电压幅值的大小等于误差电压的平均值。在求出每相补偿电压后，将其经过坐标反第４章系统总体方案设计变换，得到ｏＭＴ坐标系中的补偿矢量［△％’，△巧’］，由［△％’，△巧。］的表达式，设计出补偿电压的算法。由４．３．１节的分析可知误差电压是由设置的逆变器的死区时间造成的，它包含基波和奇次谐波分量，然而，由于零序电压在线电压中不存在，因此死区的补偿计算可以在ＯＭＴ旋转坐标系中完成；换句话说，在旋转坐标系中产生的补偿信号，对除零序谐波以外的奇次谐波分量进行了补偿。由２．１节可知，从ＯＭＴ旋转坐标系按下面的关系向Ｏ邮坐标系变换：阱盛嚣蝴吖［嵩捌随着织的增加，电流矢量沿着圆轨迹旋转。由２．２节可知，从ｏａｌ３坐标系可以得至００ＡＢＣ坐标系各分量的值：１０１２“６，式中，乞‘，‘‘为００【ｐ坐标系的分量，０‘，弓‘为ＯＭＴ旋转坐标系中的分量，‘‘是电机定子电流的幅值，Ⅵ是逆变器输出的电角频率，０’＝ｔａｎ＿１（０‘／‘‘），因而，［｜；］＝补偿量：２历２（４．７）１２以２其中，乇’，屯‘，‘’为ＯＡＢＣ坐标系中的分量。以上述变换和ＯＡＢＣ坐标系中的补偿信号为基础，可以得到Ｏｃ【ｐ坐标系中的１１盼３３３阿］。万１一万１蚓“・∞而且，我们由此还可以得到在ＯＭＴ旋转坐标系的补偿分量的值：阱［卜ｃｏｍｓｑ绲，。掰纲就是与死区时间有关。３５住９，由于误差电压和电机电流的极性有关，因此，补偿电压的变换不是连续的，补偿电压的极性和电机定子电流有关，而补偿的幅值与误差电压的大小有关，也第４章系统总体方案设计ｄ图４．６补偿矢量与电流矢量关系示意图参考图４．６，可以看出从区域Ａ至ｉＪＦ，相应地有下面的补偿矢量：０一ａ当ｏｓ，＜三，一０ｂ当三≤ｒ＜．堡６６６面当丝≤ｆ＜３ｒ，砑当坚≤ｆ＜竺６６６６—０ｅ４７＇≤ｆ＜塑，一ｏｆ当坚≤，＜Ｔ６６６由电流矢量向三相坐标轴ＯＡＢＣ作投影即可得到电流在ＯＡＢＣ坐标系中的按时间变化的分量，再经过Ｃｌａｒｋｅ变换，将各补偿量变换到ＯＱｐ坐标系上，可以得到电压补偿量在Ｏａｐ坐标系中的分量，最终可以由ＯＡＢＣ中的补偿电压矢量推导出ＯＭＴ坐标系中的补偿电压矢量，电压补偿量由下式确定：‰’＝Ｋｃ。ｓ【詈ｎ“玎ｃ（Ⅵｆ＋目’＋詈，詈）一嵋ｆｌ巧ｒ‘＝Ｋ（４．，。）ｓｉｎ【詈乃姗ｃ（Ｍ，＋目‘＋詈，詈）一Ⅵ，】式中，Ｋ＝吃７：，／Ｉ，乃为设定的死区时间，本课题中设定的死区时间为１．６ｕｓ；瓦为载波周期，当Ａ＝ｍＢ＋Ｃ（Ｃ＜Ｂ）时，Ｔｒｕｎｃ（Ａ，Ｂ）＝ｍ。Ａ，Ｂ，Ｃ为实数，ｍ是整数。这种方法是一种前馈补偿方法，它能对旋转两相坐标系下误差电压的基波和谐波进行补偿。４．４本章小结在前两章介绍了矢量控制原理、ＳＶＰＷＭ调制原理的基础上，本章结合本课题的具体需求，给出了交流电机矢量控制系统的总体方案，接着较为详细地讨论了采用ＤＳＰ作为系统主控制器的原因，最后对死区补偿进行了研究，为后续工作指明了方向。３６第５章控制系统的硬件设计第５章控制系统的硬件设计５．１系统总体的硬件构成硬件平台是电机控制器的基础，特别是作为弱电控制强电的控制器，选择好的硬件系统设计方案是整个系统可靠运行的必要保证。控制器所控制的三相交流电机电流可以达到几百安培，且经常在复杂路况上使用，所以必须考虑控制器的散热问题和电路的抗干扰问题，此外，该系统用于电动汽车、叉车或电动托盘车上，考虑到系统的稳定、安全等因素，在硬件设计中，控制器采用了强电与弱电隔离的方案，并增加了大面积的铝块来散热。控制器的硬件框图如图５．１所示。整个系统分为两块部分：逻辑控制板和功率驱动板。图５．１系统硬件总体框图逻辑板主要负责实现ＤＳＰ的正常工作、ＰＷＭ信号的产生、反馈信号采样、接触器驱动、串行通讯等，ｆｌａＤｓＰ、电源、脚踏板输入电路、速度检测电路、保护检测电路、串ＶＩ通讯接１３电路等组成。功率板主要负责将ＰＷＭ信号放大后驱动功率ＭＯＳ管工作，由预充电电路、３７第５章控制系统的硬件设计驱动主开关电路等组成。功率板的电源由２４Ｖ车载蓄电池供电，设计中逻辑板的电源由功率板经过电压变换并稳压后传给逻辑板，并将电源电压、电枢端电压送给逻辑板进行采样；逻辑板上分别独立的模拟地、数字地通过接口在功率板上与大地相连，做到了单点连接；逻辑板通过接口将ＰＷＭ调节信号及其他控制信号传给功率板。这样，就将高电压、大电流的功率板与低电压、小电流的逻辑板隔离开，达到了抗电磁干扰的目的。下面将分别介绍各个板上主要电路的设计。５．２逻辑控制板逻辑控制板中ＣＰＵ为ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ，在第４．３节中已有介绍，这里就不在重复了。５．２．１电源该系统的供电电源为２４Ｖ的蓄电池，而系统需要的工作电压从大到小有１５Ｖ（模拟部分）、５Ｖ（ＴＴＬ）、３．３Ｖ（ＤＳＰ），所以要经过多级转换，原理框图如图５．３所示。＋１５Ｖ图５．２电源模块图从蓄电池过来的２４Ｖ电压，首先经过达林顿功率管ＴＩＰｌ１２和稳压管１Ｎ４７４５将电压稳到１５Ｖ左右，然后经ＬＭ７８０５转换成５Ｖ电压，最后经过ＴＰＳ７３０１Ｑ得到ＤＳＰ使用的３．３Ｖ电源。第５章控制系统的硬件设计５．２．２脚踏板输入电路此处的脚踏板输入电路起着油门的作用。如图５．３所示。图５．３脚踏板输入电路此加速器采用二线５Ｋ型电阻加速器。其原理是利用电阻分压采样得到速度快慢指令。其接线如上图所示。５．２．３保护检测电路保护检测电路主要包括电池过压，过温等的检测。如图５．４所示。图５．４保护检测电路其中，温度检测利用的是热敏电阻。当系统出现短路、过流、过压、过热等故障时，ＤＳＰ将封锁ＳＶＰＷＭ信号使电动机停机，系统将通过故障显示电路显示故障代码。３９第５章控制系统的硬件设计在逻辑板上，增量式光电脉冲编码器与电机同轴相连，输出信号作为系统的反馈信号，送入ＤＳＰ的正交编码脉冲接口单元（ＱＥＰ）中，经译码逻辑单元产生内部４倍频后的脉冲信号ＣＬＫ和转向信号ＤＩＲ，从而获得电动机的转速信息和转向信息。ＤＳＰ通过ＭＡＸ２３２构成的串行通信电路与上位机进行通信。５．３功率驱动板功率驱动板主要是系统的强电部分，它由预充电电路，驱动主开关电路、功率主电路等电路组成。下面简单介绍其中的主要电路。５．３．１预充电电路由于本系统中有很大的容性，若不采取措施，在接触器接触瞬间将产生很大的电流，甚至产生电弧，这对接触器和电池都是不利的，也有很大的安全隐患。为了解决这个问题，在电路设计时加了图５．５所示的预充电电路。图５．５预充电电路在ＤＳＰ发接触器吸合命令之前，先将ＰＲＥＣＨＲＡＧＥ引脚置位，这样电流就会通过钥匙开关（外接电池正极）、功率晶体管Ｑ４、电阻Ｒ２２和二极管Ｄ２缓慢的流进控制器中的电容里面。当电容中的电充到一定程度时再发送吸合接触器的命令并将ＰＲＥＣＨＲＡＧＥ引脚置成低电平，这样就可以避免接触器Ⅱ及合时产生的电弧。适当选择Ｒ２２的值便可以确定充电时间常数。５．３．２驱动主开关电路ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的ＰＷＭ发生电路产生６路具有可编程死区和可变输出极性的ＰＷＭ信号，由于从ＤＳＰ输出的ＰＷＭ信号不能直接驱动功率ＭＯＳ管，因第５章控制系统的硬件设计而必须经过驱动电路进行功率放大，这里选用ＩＲ公司生产的ＩＲ２１１０芯片放大隔离ＰＷＭ，组成驱动电路，如图５．６所示（欧阳磊，方凯，陈复春，２００８）。ＩＲ２１１０是一种具有保护功能的双通道高压、高速电压功率开关器件栅极驱动器，由于设置了自举浮动电源，在桥式电路中只需要一路驱动电源便可以实现上、下桥臂的驱动，大大简化了驱动电路的设计，提高了系统的可靠性。因此，它被广泛应用于电源变换、马达调速等领域中。ＩＲ２１１０对高端功率开关管的隔离驱动主要是通过自举回路来实现的，自举回路设计不当会造成在导通时间内自举电容电压下降太大或者在有限的充电时间内自举电容达不到所需的自举电压等问题。因此，在高频应用场合，自举电路的设计是实现ＩＲ２１１０可靠、高效驱动的关键。图５．６驱动电路（Ａ相）为了防止在高频开通与截止其间上、下桥臂出现直通而烧坏ＭＯＳ管，本系统特加上了死区产生电路，如图５．６中比较器Ｕ１Ａ和Ｕ１Ｂ所示。从ＤＳＰ送出的ＰＷＭ信号经过一个ＲＣ滤波器后分别作为两路比较器的反相输入，两个比较器的输出就分别为上、下桥臂的控制脉冲，只要适当选择Ｖ１、Ｖ２和ＲＣ滤波器的值，就可以确定死区时间△ｔ。在功率板上，电流检测由接在逆变器电路输出端的电流霍尔传感器电路组成，检测到电流，并经过处理后送入ＤＳＰ的ＡＤＣ端。５．４电路板的抗干扰措施系统的可靠性是由多种因素决定的，其中系统的抗干扰性能是系统可靠性的重要指标。如果抗干扰性不好，将引起诸如测量数据精度不够、所测数据值不稳定、系统电压偏移无法正常工作以及可能导致系统软件无法运行等问题，甚至还会造成元件损坏。４Ｉ第５章控制系统的硬件设计本系统在硬件电路的抗干扰问题上，主要从接地、去藕电容配置、电源线布置、采用隔离措施等四方面加以防止。１．接地强信号地线与弱信号地线分开，模拟地与数字地分开，高电平数字地与低电平信号地分开，各个子系统的地只有在电源供电处才相接一点入地，保证几个地线系统有统一的地电位，避免形成公共阻抗。电路板上既有高速逻辑电路，又有线性电路，应使它们尽量分开，而两者的地线不要相混，分别与电源端地线相连。因为接地线越细，其阻抗越高，接地电位随电流的变化就越大，致使系统的基准电平信号不稳定，导致抗干扰能力下降。所以接地线应尽可能加粗，使它能通过３倍于印刷电路板上允许电流。２．去藕电容配置在印刷电路板的各个关键部件配置去藕电容应视为印刷电路板设计的一项常规做法。电源输入端跨接１０～１００ｕＦ的电解电容器。在每个集成电路芯片电源端安置一个０．１ｕＦ的陶瓷电容器，这个电容有２个作用：一方面是本集成电路的蓄能电容，提供和吸收该集成电路开门关门的充放电能量；另一方面旁路掉该器件的高频噪声。对于抗噪声能力弱，关断时电流变化大的器件和ＲＯＭ／ＲＡＭ存储器件，应在芯片的电源线（ＶＣＣ）和地线（ＧＮＤ）间直接接入去藕电容。对于其他重要线路有时要加地线来屏蔽。３．电源线布置电源线的布置除了要根据电流的大小，尽量加粗导体宽度外，采取使电源线、地线的走向与数据传递的方向一致，将有助于增强抗噪声能力。４．采用隔离措施对于输入的开关信号、模拟量和输出驱动尽量采用光电隔离器件。光电隔离是将２个电路的电信号隔离开，而通过光耦合来传递信号，这样既能保证信号的正确传输，也能隔断噪声信号从一个电路传输到另一个电路。利用ＬＣ低通滤波器抑制电源窜入干扰。５．５本章小结本章结合系统总体设计方案，给出系统的硬件组成，并对各部分电路的具体实现进行了较为详细的介绍。最后给出了一些抗干扰措施。本章设计的硬件电路充分利用ＤＳＰ的片上资源，极大的简化了系统的硬件结构。４２第６章系统软件设计与实现第６章系统软件设计与实现电机控制器的软件是控制器的指挥中心，对控制器本身而言可以进行自诊断、自监督、自保护以达到保护控制器不被损害的目的，对用户而言可以根据用户的要求来编程以适应不同的工作要求和性能要求。系统的软件是在硬件的基础上，为实现和完成控制系统的各项功能而设计的。６．１ＤＳＰ软件开发的说明６．１．１ＤＳＰ软件开发流程通常的嵌入式系统软件开发过程是这样的：首先根据系统要实现的功能编写Ｃ源文件，接着经过Ｃ编译器生成汇编源文件，再经过汇编器生成ＣＯＦＦ目标格式的目标文件，然后经过链接生成可执行文件，修改无误后可通过相应的编译工具和仿真器将程序下载到芯片中执行，从而完成系统软件的开发。在理论上实现所需要的功能相对简单，但嵌入式软件开发最大的特点就是与硬件系统密切相关，与控制对象密切相关，因此软件实现中最复杂的部分在于软件的调试。软件调试过程需要对最初设计的代码进行不断修改和丰富，其工作量在整个系统开发过程中所占比重最大。本系统的软件是结合硬件一起来实现系统功能的调试，即硬件仿真。进行硬件仿真起码需要两个条件：首先系统软件设计需要一个程序调试环境，进行程序的编辑和调试等；其次还需要一个硬件仿真器，用于将程序加载到硬件电路板上，测试程序是否实现了预定的功能。本系统的软件调试是在ＴＩ提供的软件开发环境ＣＣＳｖ３．１（ＣｏｄｅＳｔｕｄｉｏｖｅｒｓｉｏｎＣｏｍｐｏｓｅｒ３．１）下进行的，下面就具体的实施步骤进行介绍：首先在ＰＣ机上安装软件开发平台ＣＣＳ，将硬件仿真器（合众达公司的ＸＤＳ５１０）接到电路板上仿真接头（另一头通过ＵＳＢ转串口线与ＰＣ机相连）上，运行ＣＣＳ的配置程序对其进行环境配置，把这些工作做完后再运行ＣＣＳ。Ｃ２０００编程工具，即可进入软件编译环境。此时，若能正常打开编译环境则说明仿真器跟电路板通信正常，硬件仿真工作准备就绪，接下来就是编写相应的程序文件，并在系统电路板上运行、调试。从文件类型来说，ＤＳＰ系统软件开发主要包括５种类型的文件：主程序文件（ｍａｉｌｌ．ｃ）、中断向量表文件（ｖｅｃｗｒ．ａｓｍ）、头文件（ｆ２４０７．ｈ）、ＤＳＰ命令文件（ＤＳＰ．ｃｍｄ）４３第６章系统软件设计与实现和库文件（ｒｔｓ２ｘｘ．１ｉｂ）。主程序文件基本采用Ｃ语言编写：程序的中断和复位向量表文件用汇编语言编写；头文件中主要定义了ＤＳＰ内部寄存器的地址分配；而ＤＳＰ命令文件主要负责分配程序空间和数据空间，并对各空间进行分段存储不同的数据。将这些文件连同库文件一起复制到同一个文件夹中。然后打开ＣＣＳ’Ｃ２０００，进入软件调试环境，建立一个应用工程，把ｍａｉｎ．ｃ、ｖｅｃｔｏｒ．ａｓｍ、ＤＳＥｃｍｄ和ｒｔｓ２ｘｘ．１ｉｂ文件添加到该工程中（头文件不需要添加，只需和工程放在同一目录下，链接时开发工具会自动把它加进来的），这样就完成了一个工程的建立，下面就可以编译、调试程序了。６．１．２Ｑ格式表示由于ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ是１６位定点ＤＳＰ芯片，它无法处理带有小数的运算。而在程序的运算中要经常用Ｎｄ，数，因此，在定点ＤＳＰ中，为表示小数，需要采用形如％％一１．．．ｂｉｂ０．ｂ－ｌｂ－２…九丹的二进制表示法，其中小数点的位置表示Ｑ格式的类型，比如Ｑ０格式表示小数点在Ｄ０位的右边，即ｎ＝０，Ｑ１５格式表示小数点在Ｄ１５位的坐标，即以：１５。采用上述表示法的数字ｂ可定义为ｂ：ｙ２ｆ事６，●＿＿’（６．１）ｉ＝－ｎ浮点数和定点数之间的转化公式如下：从浮点数ｘ，．转化为定点数ｘ口时：％＝（ｉｎｔ）（ｘ，．×２蟛）（６．２）从定点数砀转化为浮点数ｘ厂时：ｘｆ＝（ｆｌｏａｔ）（ｘ口×２一蟛）（６．３）对于１６位有符号整数，采用Ｑ１５格式，表示范围为一１≤Ｘ≤０．９９９９６９５，最小分辨率为２－１５＝０．００００３，即最大值与最小值的比值为３２７６７。在实际使用中，常用的是Ｑ０与Ｑ１５格式，在运算过程中，首先将整数变量统一转化为Ｑ１５格式，首先假设整数Ｘ的取值上限为ＭＡＸ（ＭＡＸ为一整数，为简化运算，可取２的幂），那么整数Ｘ转化为Ｑ１５格式的定点数工１５为那＝（ｉｎｔ）（器）在输出结果时，通常采用ＱＯ格式，定点数ｘ１５转化为整数工为ｘ＝（ｉｎｔ）（ｘ１５。ＭＡＸ・２一１５）（６．４）（６．５）本系统中使用Ｑ１５和ＱＯ格式相结合的方法进行软件编程。第６章系统软件设计与实现６．２软件的总体设计系统的功能主要包括实现车辆的正常启动，平稳行走，有效制动以及控制器参数的可编程等，在软件设计中，根据控制系统需要，我们采用面向过程的分析方法和模块化设计思路，将系统软件分成以下几个功能模块：系统初始化模块、车辆操作模块、电机控制模块、故障检测与保护模块、串口通信与编程模块和状态检测与输出模块。从结构上，软件采用前后台结构设计。首先系统上电后，进行系统初始化功能，然后进行上电故障检测，再转入一个无限主循环中作为后台程序，执行非实时性的或实时性不高的功能，包括主循环故障检测、串口消息处理、车辆操作管理等。在主循环中，不再执行循环功能。对于需要多次循环完成的功能，采用保存状态与循环计数，通过多次执行主循环的方式来完成。图６．１所示为主循环流程图。沁．；；ｊ忒。、÷．；～ｊ甘Ｉ：：。孽节≯？，亨“‘７—１…一…一４辅接触器输出检查鼋。”、二￡ｊ．，一ｊ冀≥霹－７一ｒｄ¨．１ｊ：ＶＥＨＲＵＮ◆电机输出保护多模式选取刻。存炙是餐中，≯■矗“ｌＩ＿≤．。曩。，’薯。：｛ｒｊ！、｜．之副耥隧蠡钥Ｉ，”，．｛ｒ．Ｉ一．！—：：ｊ电机失速保护。ｊ，紧急反向接线检查≯ｊｐ？。：４，，：０。，。∥Ｆ箩’ｙｊ。０。。、一：ｉ；新Ｅｒ‘；数ＯＭ写入Ｂ萋．Ｉ’司外部输出刷新巨？‘●●蠹：ｊ■Ｊｒ鬈，，。。ｏ．，・．‘ｊ－，：：・、，。。／。．』，；？』｛电机堵转保护Ｉ，：’加’器砖压保护｝ｊｊｉ’上．ｊ鼍：ｊ上，ｊ、：；一，。，＿；：：：荻美：。■ｊ：？≥：要开关操作延时毒．《一．ｚ｛；‘’。ｎ、ｉｇ．度保护１Ｅ‘Ｌｔ。，．ｋ‘；ｊ弥。时序保护黪ｊ。读壶星耋囊冲，：一一：一ｌｏ，ｊ’，２’’１状态ＬＥＤ与电量ＬＥＤ操作．ｊ≥￡≯一√’＾。小＿‘：；：、ｉ－＝－－％‘、。一。？‘？ｊ：：０。：二：．０・ｊ：２也？羲ＲＳＲｕ比。。：．ｚｒ．－；｝＿；主接触器输出检查：ｉ；‘。一ｎ阳时序保护苣；，’＊一．，ｒ～一｝．．．。７，ＳＴＡＴＯＵＴ：．．．．，；．’ＩｙＦ＾ｕｕ匕Ｉ‘１。ｉ’ｉ＾ｆ＊’；：÷ｒ’７。’，一图６．１主循环流程图实时性任务主要包括定时器中断１、定时器中断２与串口中断三个中断子程序，作为前台程序，其中定时器中断１是高优先级中断，频率在１６ＫＨｚ左右，主要执行电机的实时控制功能，包括反馈的采样、控制量的计算与输出：定时器中断２是低优先级中断，频率在１０Ｈｚ左右，负责完成系统时钟累加、Ｉ／Ｏ口状态更新（读取输入Ｉ／Ｏ状态，刷新输出Ｉ／Ｏ状态）、开关操作延时（如互锁延时、紧急反向计时等）、加速器输入读取、重要状态变量的检测（如电流、电压、温度）等；串口中断是低优先级中断，执行串口通信的接收或发送功能。在本系统中，考虑到ＤＳＰ算法的速度和存储空间分配、任务的实时性等因４５第６章系统软件设计与实现素，将电机控制模块和车辆控制模块放入系统中断服务子程序中；考虑到避免干扰已有的定时中断，并且串口指令并不是要求紧迫的指令，因此将串口通信模块放在相对空闲的主循环中执行。６．３系统初始化模块控制系统的初始化模块是为系统的正常运行所作的准备工作，包括ＤＳＰ初始化、控制器参数初始化和上电检测，包括片外ＲＡＭ检测、电池电压检测、预充电及其检测等。其中，ＤＳＰ初始化主要完成系统时钟、看门狗、Ｉ／Ｏ端口、ＡＤＣ、事件管理器、通信模块的各个控制寄存器及中断等的设置。初始化模块的流程图如图６．２所示。图６．２初始化模块流程图６．４系统中断服务模块中断服务模块包括各外设中断服务子程序，目前系统中采用的主要是定时器中断服务子程序。在中断服务子程序模块中涉及两个主要控制功能，即电机控制模块和车辆控制模块。下面对其进行详细介绍。６．４．１电机控制模块第６章系统软件设计与实现本系统中使用ＤＳＰ的Ｔ１下溢中断进行电机控制，ＧＰＴｌ采用连续增减计数模式，频率定为８ＫＨｚ。如５．１．２节所介绍，本系统采用磁场定向矢量控制方式对电机进行控制。图６．３所示为电机控制中断的流程图。图６．３电机控制中断流程图下面对其中的几个关键部分作简要介绍。１．相电流检测由第５章可知，本系统采用霍尔电流传感器检测相电流。在此过程中，通过Ａ／Ｄ转换将模拟信号转换为数字信号，适当定标并叠加偏移量，从而获得实际需要的数字格式。当逆变器去驱动三相交流电动机负载时，可以测量这三相的定子电流ｆ。，‘和扛。由于本系统三相绕组采用星形连接，根据第２章的介绍，对于三相绕组不带零线的星形接法，有‘＋‘＋ｆｃ＝０，因此，毛＝－ｉＡ－ｉ．，也就是说，只要其中两个，就可以求得另外一个。传感器测得的电流ｆ．，‘经Ａ／Ｄ转换后得到１０位二进制数据量。为了能够表示正负值，所以需要将１０位二进制数据量进行平移，平移值的大小为传感器输出直流偏置电压所对应的Ａ／Ｄ转换结果。为了在定点ＤＳＰ里表示电流值，必须要对实际电流值进行标么化和定标。因此，通过ＡＤ转换完成的数据量还需要乘一个电流定标系数ＫＣＵＲＲＥＮＴ。２．速度检测４７第６章系统软件设计与实现由第５章可知，本系统通过对固定在电动机轴上的光电编码器输出的脉冲信号进行计数，从而确定电动机转子的位置和旋转方向。目前速度检测采用Ｍ法＋滑动平均滤波的方法，对应在ＤＳＰ中通过ＱＥＰ电路计数实现。当前系统采用的交流异步电机型号为ＹＤＱｌ．３．４，其速度反馈分辨率为４８脉冲／转，在最大转速３２００ＲＰＭ时，经过ＱＥＰ电路输出的脉冲频率为１０．２４ＫＨｚ（经过４倍频），脉冲时间间隔为Ｏ．１ｍｓ，为保证１～１００的调速范围，同时考虑作为ＱＥＰ脉冲计数的Ｔ４ＣＮＴ的取值范围为±３２７６７（通过在每次读取计数后预置０ｘ８０００实现），因此速度反馈的采样频率定为１２８Ｈｚ（７．８ｍｓ），则读取的脉冲数范围为±８０。考虑到测速范围为１００Ｉ冲Ｍ“０００ＲＰＭ，速度反馈分辨率取值范围为３２～１２８脉冲／转，若速度反馈分辨率为１２８脉冲／转，当转速为６０００ＲＰＭ时，读取脉冲数为４００个，当转速为１００ＲＰＭ时，读取脉冲数６．６个；若速度反馈分辨率为３２脉冲／转，当转速为６０００ＲＰＭ时，读取脉冲数为１００个，当转速为１００ＲＰＭ时，读取脉冲数１．６个。由此读取脉冲数的最大范围为５１２。为提高进入低速时测频的精度，当读取脉冲数小于１０时，采用滑动平均滤波的方法对采样的脉冲数进行滤波，滤波器长度定为４，经过滤波器输出的脉冲数采用Ｑ１５格式表示。最后输出的转速为咋＝意６０ｆｓ（ＲＰＭ）扣舞兀了ｎｐ（胁）３．速度环、电流环的ＰＩ控制（６．１）其中ｍ为采样的脉冲数，Ｐ为编码器分辨率，Ｚ为采样频率，疗ｐ为电机极数。这里电流环的ＰＩ控制包括两部分，分别是对转矩电流和励磁电流加以控制，而这两个信号对参考电流信号的跟踪性能将直接影响到实际的控制效果。常用的ＰＩ调节器是采用模拟的ＰＩ调节器，其基本控制规律是：ｕ（ｔ）＝ｋｐｅ（ｔ）＋一【ｅ（ｔ）ｄｔ为此还需把上述的模拟ＰＩ调节离散化。上述控制规律离散化后得Ｎ－土（６．２）本设计中采用ＤＳＰ来完成ＰＩ调节器的算法，由于ＤＳＰ处理的都是数字量，ｕ（ｋＴ）＝ｋｐｅ（ｔ）＋ｋ，∑ｅ（ｊＴ），，０（６．３）考虑到尽量减少计算量，对上式进行了改正，采用增量式，从而得到离散化的ＰＩ调节器控制规律为：ｕ（ｋＴ）＝ｕ（ｋＴ一丁）＋ｋｐ№（灯）一ｅ（ｋＴ一丁）】＋ｋ，ｅ（ｋＴ）（６．４）第６章系统软件设计与实现此算法不需累加，只需保存上一次计算的ｕ（ｋＴ—Ｔ）和ｅ（ｋＴ—Ｔ），消除了当偏差存在时发生饱和的危险，能够获得较好的控制效果，且算法易于实现。在实际应用中，为了保证系统不超过允许的范围，往往对调节器的输出有饱和限制。在本设计中，当由上式计算出的输出超过上限饱和值时，就让调节器的输出等于上限饱和值；当小于上限饱和值时，就让调节器的输出等于下限饱和值。速度环的ＰＩ控制实现与电流环基本一致。它根据输入的转速反馈信号和参考信号的偏差，利用ＰＩ控制算法得到控制输出量。４．ＳＶＰＷＭ模块ＳＶＰＷＭ模块采用七段式电压空间矢量ＰＷＭ波形，由３段零矢量和４段相邻的两个非零矢量组成。由３．２．１节的介绍可知，为得到一定的输出电压，在一个开关周期内，无论开关状态切换顺序如何变化，都需要开关状态的作用时间的分配关系满足（３．５）式。为了在电压空间矢量变化时只有一个桥臂发生开关动作，可以按下表设计各个扇区的开关状态变换顺序（陈复春，钱玮，欧阳磊，２００９）。表６．１开关状态分配表扇区Ｏ１２３４５ｔｏ／ａ００００００００００００００００００ｔｄ２１０００１００１０００１００１１００ｔ２／２１１０ｌ１００１ｌ１０１１０ｌ１０１ｔｏ／２１１ｌ１１１１１１１１１１１１１１１ｔ２／２１１０ｌｌＯＯｌｌ１０１１０ｌ１０ｌｈ／２１０００１００１０ＯＯｌ００１１００ｔ泓００００００００００００００００００若ＴＰ、删选取的越小，电动机旋转的磁场越逼近圆形。但是开关器件允许开关频率限制了ＴＰｗＭ不能太小。采用ＳＶＰＷＭ控制，适当插入零矢量，可以降低开关频率。ＳＶＰＷＭ的电压利用率比ＳＰＷＭ提高了１５％左右，在调控输出电压基波大小的同时，也减小了输出谐波。因为ＤＳＰ定时器采用连续增／减计数方式，周期寄存器的周期值等于ＴｐＷＭ／２，为了编程方便，再对（３．５）式两边除以ＴｐＷＭ，得：［０ｌ．ｓＧｌ．１＝阮Ｕｘ±６０ａＩ－０．５Ｃ２ｊｌ％９１吲【－‰∥ｊ旧５，～舯’ｅｌ－＂』Ｐ脚ｔｌ，么’Ｃ２＂－．ｆ尸历ｔ２图６．４给出了ＳＶＰＷＭ波生成的流程图。此外，由于ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的结构特点，每次系统执行跳转指令和调用子程序都会占用一些额外的时钟周期（４个周期），考虑到系统的实时性要求和尽量４９第６章系统软件设计与实现减少谐波，本系统在ＳＶＰＷＭ子程序中加入了死区补偿算法，这样可以提高程序的效率，尽可能的减少了跳转和子程序调用。图６．４ＳＶＰＷＭ中断子程序根据第４．３节推导出的死区补偿公式，可以设计出死区补偿算法，整个死区补偿程序的流程图如图６．５所示。计算补偿幅值大小上计算电流矢量所处区间１ｒ计算正弦值，余弦值土计算补偿量图６．５死区补偿算法流程图５０第６章系统软件设计与实现６．４．２车辆控制模块车辆控制模块采用Ｔ２下溢中断，ＧｐＴ２采用连续增计数模式。车辆控制中断主要包括车辆操作输入信息的读取、故障保护检测（电池电压检测和相电流保护）、车辆状态转换等。图６．６所示为车辆控制中断流程图。ｌ竺！竺｜图６．６车辆控制中断流程图操作输入信息分为开关量输入信息和模拟量输入信息，开关量输入采用ＧＰＩＯ引脚进行检测，且为避免偶然读取错误，采用连续１０次中断稳定读取的方式来进行更新：采用ＡＤ通道对模拟量输入采样，并采用过采样技术，连续１０次中断采样再剔除极值再取均值｜三ｌ提高采样精度。本系统中设定车辆操作信息读取频率定为１ＫＨｚ，故障保护检测和车辆状态转换频率定为１００Ｈｚ。车辆行驶过程中，根据外部操作开关输入来确定驾驶者的意图，因此本控制器专门设计了车辆状态管理模块用于确定下一步的控制目标。考虑到中断服务子程序不能占用太多时间，应尽量减少中断服务程序的工作量，故在主循环中通过对车辆操作消息变量进行处理来进行当前车辆状态的判断和转换。在中断子程序中仅发出转换命令字。本系统将车辆状态划分为了如下几个部分：待机（Ｓｔａｎｄｂｙ）、等待（Ｗａｉｔ）、驱动（Ｄｒｉｖｅ）、制动（Ｂｒａｋｅ）、换向（Ｒｅｖｅｒｓｅ）、错误（Ｅｒｒｏｒ）、关机。第６章系统软件设计与实现圈６７车辆状态转换圈各状态的定义如下：・ＳＴＡＮＤＢＹ：剐开机或方向开关无信号时车辆处在这个状态，此时控制器ＰＷＭ输出为零。・ＷＡＩＴ：与上一状态不同的地方在于为进入驱动状态做好了准备，有方向开关输入，但加速器无输入。・ＤＲＩＶＥ：此时进入正常调速阶段，进入此状态的条件是有方向开关输入（前进或后退），并且加速器也有输入。●ＢＲＡＫＥ：当不满足驱动状态条件且车辆处于非静止状态时，就进＾制动状态，启动电磁制动器．使车速趋近于０。・ＲＥＶＥＲＳＥ：反向状态，改变转子旋转方向。・ＥＲＲＯＲ：出现故障后退出咀上各种状态。●ＰＯＷＯＦＦ：关机状态，完成关机前的收尾处理，比如记录故障码．保存车辆运行中的晟太电流、最太速度等。６．５串口通信与编程模块为了实时检测和修改电动机的各个运行数据，我们设计了多达６０个的可编程参数，这些可编程参数可咀通过串口读取且可修改。同时．在调试过程中通过串Ｅｌ实时获取在线信息。这样，我们设计了串口通信的格式，并编写了上位机程序和下位机程序。第６章系统软件设计与实现６．５．１串口通信格式为了防止由于干扰等原因而引起的串口数据传输错误，我们精心设计了串口通信格式。格式由帧头字节＋命令字＋数据字＋校验字节组成，共６个字节，其中帧头字节为０ｘ８０，校验字节为对命令字与数据字的４个字节依次进行异或运算得到。数据字的取值范围为０—６５５３５，原则上表示无符号整型数据。６．５．２串口通信下位机程序下位机程序由ＤＳＰ开发，在主循环中进行。在ＤＳＰ程序中，串口收发字节的格式设置为１个起始位，８个数据位，１个奇偶校验位，１个停止位，共１１个比特。由于ＤＳＰ的串口收发字节的速度要远远慢于ＤＳＰ程序处理数据帧的速度，并且处理一个数据帧读写６个字节，为避免ＤＳＰ程序采用等待的方式来处理数据帧，所以这里采用ＦＩＦＯ缓冲区来分别存放已读取和待发送的命令字与数据字。只有当ＦＩＦＯ缓冲区中存在一个完整的数据帧时才进行处理，这样就把收发数据帧与处理数据帧的功能分开来执行。在接收数据帧时，只有帧头、帧长度、校验都符合约定，才认为收到完整的帧，若其中一条不满足则丢弃接收到的数据。目前串口收发字节均在主循环中来执行，这样为保证及时接收字节，需要确保主循环的最长执行时间需要小于串口接收周期。串口接收、发送数据帧流程图分别如图６．８、６．９所示。｝＋≤爹咽｝。《童多；，’＜爹—◇是凰≤多是恒獾ｊ＜≥＞叫雠Ｈ涮ｌ＜多，一～。’囝番；。◇悬咂揠！◇是咂揠。，４：１《夸多香匹习垦ＩｔｆＳｔａｇ－＝Ｏｒｘｃｏｕｎｔ＋．ｆＩ更新ｒｘｂｕｆ标志位ｌ图６．８串口接收数据帧流程图５３第６章系统软件设计与实现少Ｅ＼ｋｒ＼、｛的焉宇节ｌ』…，一Ｉ叫鲨Ｈ塑ｌ是刊发送数据宇ｒ—叫二＝＝二ｌ许霉》≥足但是国ｌ－＝ｌ、≥＞一是—叫发送命令字卜—一三：：Ｓ：二ｆ，／Ｉ的高字节Ｉｌ一一ｌ，７＝＞一是—一发送命令字卜——’｜：：：！：’Ｉ：ｌＩ的怔字节１Ｉ…’’ｌ一辫幅ｆ竺兰！！｝ｆ：：：：二ｆ是叫发送数据宇卜—一：嚣：ｌ≥墨一鲨Ｈ鎏Ｉ≥ｌａ＝２是一鲨Ｈ圈图６．９串口发送数据帧流程图串口收发数据的方式基本采用上位机驱动的方式，因为ＤＳＰ执行串口数据帧处理程序的速度远快于串口收发字节的速度，所以采取应答的方式收发串口数据，不会降低串口数据的传输速率。只要程序执行及时，可以充分利用设定的波特率来收发串口数据。因此，在处理串１３接收缓冲区时，在执行完成当前命令字后，直接将结果作为返回命令字写入串ＩＥｌ发送缓冲区。这样，也不需要专门的串口发送缓冲区处理程序，串口发送缓冲区的写入功能已经融合在串口接收缓冲区的处理过程中了。图６．１０所示为串口接收缓冲区处理流程图。是图６．１０串口接收缓冲区处理流程图第６章系统软件设计与实现６５３上位机通信程序上位机程序采用ｖｂ６０开发，主要由四部分组成．分别是：串口设置模块、历史数据管理模块、实时值显示模块和参数设置模块。串口设置模块如图６．１ｌ所示，主要用来设置串口号、波特率、打开或关闭图６．１１串口设置界面参数设置模块用来在线读取或改变控制器的各种参数。如图６１２所示图６．１２参数设置模块界面历史数据管理模块用来将在调试过程中获取的实时值保存在数据库中，通过历史数据管理功能，可查询指定时间内的数据，从而方便数据分析。实时值显示模块用来实时显示所需要的系统内部状态变量值，包括当前输出的三相占空比及其曲线、三相理论线电压及其曲线，三相电流采样值及其曲线，加速器采样值，母线电压采样僵及其曲线，温度采样值及其曲线等。第６章系统软件设计与实现６．６状态检测与输出模块本模块主要包括对开关量、模拟量、脉冲量的输入检测和外部输出刷新、状态显示等。在开关量检测中，采用ＧＰＩＯ引脚输入对前进／后退开关等开关输入电路进行检测。为了防止车辆震动引起开关瞬间状态改变而导致误动作，本系统对开关量进行了如下滤波：每１０ｍｓ进行一次开关量采样，只有当开关量连续五次相同并且与上次的状态不一致时才认为开关状态已经改变。并且，只有开关量发生变化时才产生相应的车辆操作信号。对于模拟量输入，采用ＡＤ通道对其进行检测，对模拟量采样需要进行软件滤波或者过采样技术以提高采样精度，并且对于电流的采样精度需在５％以下。为避免干扰，采用连续采样１０次再进行剔除极值取平均的方法。数字量采样主要是对速度反馈进行采样，在６．４．１节中已经有所论述，在此就不多介绍了。６．７ＣＡＮ通信模块为了实现与工业车辆之间的通信、各种车载设备的检测与控制，本系统特设计了ＣＡＮ通信模块。ＣＡＮ（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）ｌ！１］控制器区域网，主要用于各种设备监测及控制的一种网络。ＣＡＮ具有独特的设计思想，良好的功能特性和极高的可靠性，现场抗干扰能力强，很适合车载控制器的使用场合。本系统采用ＣＡＮ主要用于控制器各种数据的传输。一个有效的ＣＡＮ数据帧由帧起始、仲裁域、控制域、数据域、校验域、应答域和帧结束组成（刘和平等，２００６）。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ控制器支持两种不同的帧格式，即标准格式和扩展格式，具体如图６．１３所示。两种格式的主要区别在于仲裁域格式不同：标准帧仲裁域由１１位标识符和远程发送请求位ＲＴＲ组成；扩展帧仲裁域由２９位标识符和替代远程请求ＳＲＰ位、标志位和远程发送请求位ＲＴＲ组成。本系统的ＣＡＮ控制器信息包格式采用的是标准格式。．数据域．校验域．应答停止．标ｉ隹信．息帧卜ｔ———————＿１卜｝．・———————＿．巾—————・＿—卜————１—Ｈ一｝１叫・Ｈ叫．．伸裁域控制域扩展信息帧图６．１３ＣＡＮ信息帧第６章系统软件设计与实现在使用ＣＡＮ控制器必须对它的一些内部寄存器进行设置，如位定时器的设置以及对邮箱进行初始化。位定时器主要由ＢＣＲｌ和ＢＣＲ２两个寄存器组成，配置位定时器也就是配置这两个寄存器。ＢＣＲｌ和ＢＣＲ２寄存器决定了ＣＡＮ控制器的通信波特率、同步跳转宽度、采样次数和重同步方式等等。对邮箱初始化主要是设置邮箱的标识符，发送的是远程帧还是数据帧以及对发送的数据区赋初值。通过初始化位定时器和邮箱就完成了对ＣＡＮ控制器的初始化，具体流程图如图６．１４所示。只要满足一定的条件，相应的邮箱就能进行正常的发送和接收操作了。图６．１４ＣＡＮ控制器初始化流程图在本设计中使用ＣＡＮ控制器的邮箱２和３分别作为接收邮箱和发送邮箱。ＣＡＮ控制器在接收信息时，先要将接收到的信息标识符与相应接收邮箱的标识符进行比较，只有标识符相同的信息才能够被接收。当写数据到发送邮箱的数据区后，只有相应的发送请求位被使能时，信息帧才能发送到ＣＡＮ总线。由于信息发送比较简单，在此就不进行介绍了。信息接收流程图如图６．１５所示。５７第６章系统软件设计与实现Ｎ图６．１５信息接收流程图６．８ＭＡＴＬＡＢ系统仿真与实验结果分析考虑到本课题所设计的交流电机控制器将来要做成产品，因此，在设计初期在ＭＡＴＬＡＢ上做了基于产品需求的系统功能模型，通过设置各个环节的功能参数及各环节之间的连接关系对其进行仿真，发现问题，通过调整参数使仿真结果满足实际需求，这样实际上是对整个系统功能进行了提前的测试，有助于缩短后期系统的设计时间，有助于减少人工失误。此外，仿真也是解决系统复杂性的有效手段。本课题中根据功能需求，搭建了电机模型和ＳＶＰＷＭ控制的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真模型，进行了仿真，电机参数为只＝２５０Ｗ，圪＝３８０ｖ，Ｚ＝５０Ｈｚ，Ｒ’＝０．８１６Ｑ，厶，ｋ２．ｏ×１０一Ｈ，足＝ｏ．４３５Ｑ，厶，＝２．０Ｘ１０一Ｈ，三。＝６９．３Ｘ１０一Ｈ。Ｊ＝ｏ．０８９Ｋｇ・ｍ２，极对数ｐ－－＇－２：仿真模型中的其它参数为叱＝３８０Ｖ，Ｚ２５０Ｈｚ，Ｚ＝４．８ｋＨｚ。仿真结果如图６．１６．６．１９所示。图６．１６转子和定子启动变化仿真第６章系统软件设计与实现图６．１７转速启动和转矩仿真波形图６．１８ＳＶＰＷＭ仿真模型图６．１９逆变器开关信号和电机电压电流波形为了获得实际的运行效果并对其进行研究，在仿真的基础上，通过实验开发板对整个软件系统进行了调试，图６．２０所示的是从ＰＷＭ输出接口测得的没有经过滤波的调制波形（只显示了一相）。５９第６章系统软件设计与实现闰６．２０ＰｗＭ调制波形图６．２１显示的是经过ＲＣ低通滤波以后在稳志状态下输出的波形，图中第一个波形是由其余两个波形（分别是ＰＷＭＩ、ＰＷＭ２）合成的，可见，波形接近正弦波，通过死区补偿，电流谐波失真较小。一一ｊｏ—监《０ｔｕ＆＋图６２１相电流波形由仿真波形和实验结果可见，本课题所设计的软件系统能够对电机进行精确控制；基于产生异步电机圆形磁场的ＳＶＰＷＭ和死区补偿算法，能够输出谐波失真较小的正弦波形，验证了本文所提出的死区补偿方案的正确性：利用高性能的电机控制专用ＤＳＰ芯片ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的强大运算能力和高速处理能力，可使复杂的控制算法更加容易编程实现，完全可以实现交流电机的高性能控制。６．９本章小结本章简略介绍了ＤＳＰ软件开发的流程，在总体设计的基础上详细介绍了交流电机矢量控制系统软件的各模块设计，给出了基本流程图，最后，给出了系统仿真波形和实验结果并对其进行了分析。总结与展望总结与展望本课题是针对电动车辆驱动系统的市场要求，开发一款基于ＤＳＰ的交流电机控制器，本人所做的工作主要集中在软件算法的研究上。众所周知，交流电机的控制问题是电机控制领域研究的热点。通过查阅大量的国内外文献，本文在介绍磁场定向矢量控制原理、ＳＶＰＷＭ调制原理的基础上，结合系统的实际功能需求，开发了一款以ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７ＡＤＳＰ为控制核心的交流电机控制器，在介绍硬件的基础上重点介绍了系统的软件设计，并采用死区补偿方法减小谐波的影响，最后给出了仿真结果和实验波形。本项目的创新点在于：（１）采用基于转子磁场定向控制和ＳＶＰＷＭ调制的电流、速度双闭环控制策略，并在ＤＳＰ编程中采用高效率的计算方式（Ｑ１５格式）以提高系统的控制频率，以实现较好的稳态性能与动态特性。（２）采用基于消息处理与有效状态机方式的车辆状态管理以提高系统人机交互的可靠性与灵活性。（３）采用软开关技术，以减少ＭＯＳ管开关损耗。通过死区补偿，有效的提高了驱动系统的效率，抑制了电流的高次谐波，增加了控制系统的稳定性。通过大量的编程、ＭＡＴＬＡＢ仿真和实验板调试，取得了一些实验结果，积累了一些宝贵的经验。但在调制过程中也暴露出很多问题需要改进。具体表现在：（１）由于时间和实验条件所限，目前完成的工作主要集中在理论研究和实验板调试阶段，下一步的工作是进行软硬件联调和在实际的电动车辆上调试。（２）对于系统的再生制动功能以及异步电动机效率优化控制方面的问题，需要进一步深入探讨。（３）尽管在程序设计时，对整个软件系统的可读性、可维护性、函数的可重入性等方面做了～些努力，但调试至今程序仍然不够完善，还需进一步改进。（４）对于一些更新的控制方式如：模糊控制、直接转矩控制、滑差变结构和神经网络控制等没有对它们进行研究并将其应用到控制系统：电机转速测量装置采用光电编码器，它增加了控制系统的成本，并使系统易受干扰，降低了可靠性。所以采用更新的控制方式以及无速度传感器的矢量控制系统是以后研究的方向。以上这些可改进的地方还需要大量的研究和实验工作，是日后完善系统性能、实现产品化的必然要求。６ｌ参考文献参考文献陈复春，钱玮，欧阳磊．２００９．基于ＤＳＰ的交流异步电机ＳＶＰＷＭ技术的实现【Ｊ】．工业仪表与自动化装置，（２）：２７－２９．陈伯时．２０００．电力拖动自动控制系统【Ｍ】．第２版．北京：机械工业出版社．陈国金，姚寨荣，孙宏．２００４．交流电动机矢量控制的ＤＳＰ实现【Ｊ】．机电工程，２１（６）：２７．３０．堵杰，林小玲．２００１．ＭＡＴＬＡＢ在异步电机仿真中的应ｆｆＪ［Ｊ］．微特电机，（１）：１９－２１．冬雷。２００７。ＤＳＰ原理及电机控制系统应用【Ｍ】．北京：北京航空航天大学出版社．付娟．２００２．交流调速技术【Ｍ】．北京：电子工业出版社．高景德，王祥珩，李发海著．２００５．交流电机及其系统的分析【Ｍ】．北京：清华大学出版社．郭新．２００４．异步电动机矢量控制系统的研究及仿真【Ｄ】：［硕士】．昆明：昆明理工大学．顾绳谷．２０００．电力及拖动基础［Ｍ】．第２版ｊ匕京：机械工业出版社．韩安太，刘峙飞等．２００３．ＤＳＰ控制器原理及其在运动控制系统中的应用【Ｍ】．北京：清华大学出版社．韩泽云，康勇，徐至新等．２００６．异步电机矢量控制中死区效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，钱玮，欧阳磊．基于ＤＳＰ的交流异步电机的ＳＶＰＷＭ技术实现，工业仪表与自动化装置，２００９．３．基于FOC的交流电机控制系统的研究与开发

作者：

学位授予单位：

欧阳磊

中国科学技术大学

本文链接：http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y1497846.aspx