直流电机PWM调速系统设计书

第一章 绪论

1.1 背景

在现代科学技术革命过程中，电气自动化在20世纪的后四十年曾进行了两次重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要是把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动及调速系统是其中的核心部分。

现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电力晶体管或其他电力电子器件以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都可以用低阶近似。而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器），和由 R、C等元件构成的无源校正网络相比,又可以实现更为精确的比例、微分、积分控制规律,于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。

目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展，交流变频调速技术已日臻成熟并日渐成为实际应用的主流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出了实际应用的舞台。相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈，于是直流调速的优势就显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。譬如在对控制精度有较高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置，因此加强对直流调速系统的研究还是很有必要的。

1.2 直流调速系统的方案设计

1.2.1 设计已知参数

1、拖动设备：直流电动机： PN185W UN220V IN1.1A

n1600r/minN，过载倍数1.5。

2、负载：直流发电机：PN100W UN220V IN0.5A n1500r/minN 3、机组：转动惯量GD20.065Nm2

1.2.2 设计指标

1、D＝４，稳态时无静差。

2、稳态转速n=1500r/min, 负载电流0.8A。

3、电流超调量i5%，空载起动到稳态转速时的转速超调量n15%。

1.2.3 现行方案的讨论与比较

直流电动机的调速方法有三种：调节电枢供电电压U、改变电动机主磁通、改变电枢回路电阻R。

改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。

改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有三种：旋转变流机组、静止可控整流器、直流斩波器或脉宽调制变换器。

由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点，而且缩短了响应时间。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统已经成为直流调速系统的主要形式。

由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。

1.2.4 选择PWM控制系统的理由

SG3525是一种性能优良，功能全，通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。

PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：

1） PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。

2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。 3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。 4） 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快。

变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。

1.2.5 选择IGBT的H桥型主电路的理由

IGBT的优点：

1)IGBT的开关速度高，开关损耗小。

2)在相同电压和电流定额的情况下，IGBT的安全工作区比GTR大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。

3)IGBT的通态压降比VDMOSFET低，特别是在电流较大的区域。 4)IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电力MOSFET类似。

5)与电力MOSFET和GTR相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可保持开关频率高的特点。

在众多PWM变换器实现方法中，又以H型PWM变换器更为多见。这种电路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设计以H型PWM直流控制器为主要研究对象。

1.2.6 采用转速电流双闭环的理由

同开环控制系统相比，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。

单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。

在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。

以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。

第二章 直流脉宽调速系统主电路设计

2.1 主电路结构设计

2.1.1 PWM变换器介绍

脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，下面对本课设用到的可逆做一下简单的介绍和分析。

可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图2.1所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。

图2.1 可逆PWM变换器电路 （a）T型 （b）H型

T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件和四个续流二极管组成的桥式电路。

双极式可逆PWM变换器的主电路如图2.1（b）所示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即Ub1=Ub4，VT1和VT4同时导通和关断；Ub2=Ub3，VT2和VT3同时导

通和关断。而且Ub1，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压UAB在一个周期内有正负极性变化。

由于电压UAB极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图2.2所示。

图2.2 双极式PWM变换器电压和电流波形 （a）电动机负载较重时 （b）电动机负载较轻时

如果电动机的负载较重，平均负载电流较大， VT1和VT4饱和导通；而Ub2和

Ub3为负，VT2和VT3截止。这时，U5加在电枢AB两端，UABU5，电枢电流沿id回路１流通（见图2.2（b）），电动机处于电动状态。在tontT时，Ub1和Ub4为负，VT1和VT4截止；Ub2和Ub3为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，UABU5，电枢电流id沿回路2流通，电动机仍处于电动状态。有关参量波形图示于图2.2（a）。

如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零。于是在

t2tT时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（U5）和电

动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流id反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。在Ttt1（0tt1）时，Ub2和Ub3变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然Ub1和Ub2为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。有关参量的波形示于图2.2（b）。

双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在U5和U5之间变换；后者的电压只在U5和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。如果正、负脉冲宽度相等，tonT/2，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为

12tUd[tonU5(Tton)U5](on1)U5

TT若仍以Ud/U5来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为Ud2ton1。改变即可调速，的变化范围为11。为正值，U5T电动机正转；为负值，电动机反转；0，电动机停止运转。在0时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交

变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。

由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转，并且能进行无极调速等。又根据双极式H型可逆PWM变换器具有的优点：电流一定连续，可以使电动机实现四象限动行；电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；低速时由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；低速平稳性好，可达到很宽的调速范围。

所以，本次设计我们选择双极式H型可逆PWM变换器。主电路如图2.3所示。

图2.3 H桥主电路

2.1.2 泵升电路

当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将变成电能，并通过PWM变换器回馈给直流电源。当直流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图2.4所示。

图2.4 泵升电压限制电路

当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会使分流电阻R发热。

2.2 参数设计

2.2.1 IGBT管的参数

IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图2.5所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：

管子类型：NMOS场效应管 极限电压Vm：600V 极限电流Im：27 A 耗散功率P：200 W 额定电压U：220V 额定电流I：1.2A

图2.5 IGBT信号及波形图

2.2.2 缓冲电路参数

如图2.1(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50kHz；因此很小的电路电感就可能引起颇大的Ldic，从而产生过电dt压，危及IGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使ic出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量。 缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻R=10K；电容C0.75F。

2.2.3 泵升电路参数

如图2.4所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个VT组

成。

泵升电路中电解电容选取C=2000F；电压U=450V；VT选取IRGPC50U 型号的IGBT

管；电阻选取R=20。

第三章 直流脉宽调速系统控制电路设计

3.1 PWM信号发生器

PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信号送给H桥中的四个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达到调速的目的。其控制电路如图3-1所示.

图3-1 PWM控制电路

3.2 转速、电流双闭环设计

3.2.1 电流调节器设计

本设计因为 δi% ≥5%且TL/T∑I =23.98/6.7<10。所以 按典Ⅰ系统设计,选PI调节器，其传递函数为：WASR(s)Ksis1i

如图3-7所示，为电流调节器的结构图。

图3-7 电流调节器的结构图

3.2.2 转速调节器设计

在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。为此，需求出它的等效传递函数：

Wcli(s)近似条件:

WcnUi*(s)Id(s) Id(s)U(s)*iWcli(s)12Tis1

11 532TiTi如图3-9所示，为转速调节器的结构图。

图3-9 转速调节器的结构图

第四章 系统调试

4.1 系统结构框图

图4-1系统结构框图

4.2 系统单元调试

4.2.1 基本调速

①速度调节器(ASR)和电流调节器(ACR)的调零

把调节器的输入端1、2、3全部接地，4、5之间接50K电阻，调节电位器RP3，使7端输出绝对值小于1mv。

②速度调节器(ASR)和电流调节器(ACR)的输出限幅值的整定

在调节器的3个输入中的其中任一个输入接给定，在4.、5之间接50K电阻、1uF电容，调节给定电位器，使调节器的输入为-1V，调节电位器RP1，使调节器的输出7为+4V（输出正限幅值）；同样把给定调节为+1V，调节RP2，把负限幅值调节为-4V。

③零速度封锁器（DZS）观测

首先把零速封锁器的输入悬空，开关S1拨至“封锁”状态，输出接速度或者电流调节器的零速封锁端6，无论调节器的输入如何调节，输出7始终为零。把面板上的给定输出接至零速封锁单元其中一路，另一路悬空，增大给定，测量零速封锁单元输出端3：给定的绝对值大于0.26V左右时，封锁端3输出-15V；减小给

定，给定的绝对值小于0.17V左右时，封锁端3输出+15V。把给定加到另一路进行同样的操作。

4.2.2 转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定

把电机、220V直流电源接入系统，系统接成开环。把正给定接入脉宽发生单元，调节给定，使转速稳定在1600rpm，调节转速反馈调节器中的RP1，使3端输出的电压为-4V。加大负载，使电机的电枢电流稳定在1.3A，调节电流反馈调节器，使电流反馈调节器3端输出的电压为+4V。

4.3 实验结果

4.3.1 开环机械特性测试

把电机、直流电源，接入系统，电动机、发电机加额定励磁。缓慢增加给定电压Ug,使电机升速,调节给定电压Ug和负载Rg使电动机(DJ15)的电枢电流Id=1.1A,转速达到1200rpm。

在测试过程中逐步增大负载电阻Rg的阻值（即减小负载）就可测出该系统的开环外特性n=f（I2），将其记入下面的表格： n(rpm) I(A) 1200 1176 1153 1136 1123 1108 1080 1148 1032 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 1.0 1.3 1.5 然后将电机反转，增加给定Ug（负给定）使电机反向升速，调节给定电压Ug和负载Rg使电动机(DJ15)的电枢电流Id=1.1A,转速分别达到-1200rpm。

在测试过程中逐步增大负载电阻Rg的阻值（即减小负载）就可测出该系统的开环外特性n=f（I2），将其记入下面的表格： n(rpm) I(A) 1200 1175 1150 1130 1125 1105 1085 1150 1030 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 1.0 1.3 1.5

图4.1 开环机械特性曲线

4.3.2 闭环系统调试及闭环静特性测定

直流电压输入为300V的情况下，发电机输出首先空载，从零开始逐渐调大给定电压Ug，使电动机转速接近1200rpm，然后在发电机的电枢绕组接入负载电阻Rg，逐渐增大电动机负载（即减小负载的电阻值），直至电动机的电枢电流Id=1.1A，即可测出系统静态特性，测定n=f（Id）并记录于下表中： Id(A) n(rpm) 0.3 1208 0.4 1208 0.5 1208 0.6 1207 0.7 1209 0.8 1210 0.9 1214 1.0 1216 1.1 1215 改变电机的转向，重复上述的步骤： n(rpm) n(rpm) 0.3 1200 0.4 1197 0.5 1193 0.6 1193 0.7 1200 0.8 1203 0.9 1205 1.0 1210 1.1 1215 再降低给定电压Ug，再测试800rpm的静态特性曲线，记录于下表中： Id(A) n(rpm) 0.2 800 0.3 801 0.4 801 0.5 801 0.6 800 0.7 800 0.8 799 0.9 799 1.0 802

图4.2 闭环系统特性曲线

PWM直流调速系统总体介绍与主电路原理

2.1电路组成及系统分析

直流脉宽调速电路原理图如图2.1所示,其中直流斩波电路可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合,采用IGBT(800V/5A)作为自关断器件,二极管（2ZCP12）续流，利用集成脉宽调制控制器SG3525产生的脉宽调制信号作为驱动信号,由两个IGBT及其反并联的续流二极管组成。IGBT为 GT25Q10 。直流并励电动机型号 ZYDJ04 。图中PN =150W; UN=220V; IN=1.06A 。

2.2主电路工作原理

三相127V交流电经桥式整流电路,所选用二极管型号为 2CP12 滤波电路变成直流电压加在P、N两点间，直流斩波电路上端接P点，下端接N点，中点公共端（COM）（如图2.1所示）。若使COM端与电机电枢绕组A端相接,B端接N,可使电机正转。若T2截止，T1周期性地通断，在T1导通的Ton时间内，形成电流回路P-T1- A-B-N，此时VAB＞0,IAB＞0;在T1截止时由于电感电流不能突变,电流IAB经D2续流形成回路为A-B-D2-A,仍有VAB＞0,IAB＞0，电机工作在正转电动状态（第一象限），T1,D2构成一个Buck变换器。若T1截止,T2周期性地通断,在T2导通的Ton时间内，形成流回路A-T2-B-A;在T2截止时,由于电感电流不能突变,电流IAB经D1续流形成回路为A-D1-P-N-B-A,此时VAB＞0,IAB＜0,电机工作在正转制动状态（第二象限）,T2，D1构成一个 Boost变换器。只要改变T1,T2导通时间Ton的大小即改变给T1,T2所加门极驱动动信号脉冲的宽度即可改变VAB和IAB的大小调控直流电动机的转速和转矩。若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N,可使电机工作在正转电动或制动状态（Ⅰ,Ⅱ象限），若使 COM端与B相接而A端接N,可使电机工作在反转电动或制动状态（Ⅲ，Ⅳ象限）。（正转或反转状态电机电枢绕组的连接通过状态开关进行切换）。这样仅用两个开关器件就可实现电机的四象限运行。

电机的转速经测速发电机以及FBS(转速变换器）输出到ASR(转速调节器)，作为ASR的输入并和给定电压比较，组成系统的外环,ASR的输出作为ACR(电流调节器)的输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统的内环。由于电流调节器的输出接到SG3525的第2脚,R2为限流电阻，所以要求电流调节器再通过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正, 最后转速调节器的给定选择了负极性的可调电压,如图2.1所示。ASR和ACR均采用PI调节器，利用电流负反馈与速度调节器输出限

幅环节的作用,使系统能够快速起制动,突加负载动态速降小,具有较好的加速特性。

123456 SG3525锯齿波频率12.99KHZ 幅值880mV-3.36V 脉冲变压器1二次侧矩形波 周期154uS 频率6.494KHZ 脉冲变压器2二次侧矩形波 周期155uS 频率6.452KHZ D 两个矩形波 死区时间13uS 脉宽可调到百分之四十五+莱姆元件P+15V200-15VD4.7U0.1URC1G1VCC+15VE1直流电压300VABCOMNBAA电流负反馈IGBT1100/3W50N116电机BCOMCOM750VCC+15V脉冲变压器1CMB1 电机反转（逆时针）状态开关 电机正转（顺时针）C2G250100/3WCE2IGBT2750脉冲变压器2SB测速发电机TGNVCC+15V50R6MB2速度反馈（闭环应为正）B10k10KR212340.01U56.8KC1R3678+LT161510U1413C410KR712310U111093525C510KR8161514BSG352512LM141345678LM141313121110-++ST+-引至面板上230R4100UC2+15VVCC963/3WR9-15V（闭环）+15V （ 开环）AR?RES2ACSRTitleSizeR?2K1RES22345BDate:File:NumberRevision25-Jun-2007Sheet of C:\\Documents and Settings\\hp\\My DocumenDrawn By:ts\\实验文件夹\\主电路2007年5月9日.ddb6 图2.1电路总图

2.3主电路的组成

本实验电路中主电路部分由直流电源、两个IGBT管组成，可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合，下面结合H型桥式可逆直流PWM调速电路图来对降压、升压斩波电路进行介绍。

2.3.1降压斩波电路与电机的电动状态

图2.2中如果始终保持T4导通、T3关断（则如图2.3所示），并使T2截止、T1周期性地通断，在T1导通的Ton时间内，vAB=vPN＞0,iAB＞0; 在T1截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，iAB经D2续流，vAB=0，A、B两端电压的平均值VAB=Ton VPN/(Ton+Toff)=αVPN,α为占空比。可见在图2.3中当T2截止时由T1、D2构成了一个降压斩波电路，iAB＞0，vAB＞0，电机工作在正向电动状态。

图2.2 H型桥式变换电

图2.3 半桥变换电路

2.3.2升压斩波电路与电机的制动状态

图2.3中若T1截止、T2周期性地通断，在T2导通的Ton时间内，vAB= 0, iAB

＜0;在T2截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，电流iAB经D1续流，vAB=vPN，A、B两端电压的平均值VAB= ToffVPN/(Ton+Toff)=（1－α）VPN,可见当T1截止时由T2、D1构成了一个升压斩波电路，vAB＞0, iAB＜0，电机工作在正向制动状态，将电能回送给直流电源。

2.3.3半桥电路与电机的电动和制动运行状态

由上述分析可知，在图2.3所示的半桥电路中，若T2截止、T1通断转换时由T1、D2构成了降压斩波电路，电机工作在正向电动状态；若T1截止、T2通断转换时由T2、D1构成了升压斩波电路，电机工作在正向制动状态。

在图2.2中如果始终让T2导通、T1断开则类似地，当T4截止时，由T3、D4构成了降压斩波电路，电机工作在反向电动状态；当T3截止时，由T4、D3构成了升压斩波电路，电机工作在反向制动状态。

2.3.4电机可逆运行的实现

由以上对可逆H桥电路的分析可知，电机的正反转是通过两个半桥电路即两套升/降压斩波电路交替工作来实现的，（正转时由T1、T2组成的半桥电路工作，反转时由T3、T4组成的半桥电路工作）。因此设计出一种半桥型可逆PWM调速电

路，即用一套升/降压斩波电路通过一个转换开关的切换既可用于电机的正转也可用于电机的反转,它与H桥电路相比节省了两个开关器件，而且大大简化了电路，状态开关的连接如图2.4所示，当A接COM, B接N时，电机正转（工作在Ⅰ、Ⅱ象限），当A接N，B接COM时，电机反转（工作在Ⅲ、Ⅳ象限）。

图2.4 转换开关连接图 第3章 PWM控制电路

PWM（Pulse Width Modulation）控制——脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。 PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM控制技术正是有赖于在逆 变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。

3.1 PWM基本原理

PWM是通过控制固定电压的直流电源开关频率，从而改变负载两端的电压，进而达到控制要 求的一种电压调整方法。PWM可以应用在许多方面，如电机调速、温度控制、压力控制等。

在PWM驱动控制的调整系统中，按一个固定的频率来接通和断开电源，并根据需要改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短。通过改变直流电机电枢上电压的“占空比”来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速。因此，PWM又被称为“开关驱动装置”。

如图3.1所示，在脉冲作用下，当电机通电时，速度增加；电机断电时，速度逐渐减少。只要按一定规律，改变通、断电的时间，即可让电机转速得到控制。

设电机始终接通电源时，电机转速最大为Vmax，设占空比为D=t1/T，则电机的平均速度为式中

Vd—电机的平均速度

Vmax—电机全通电时的速度（最大） D=t1/T—占空比

由公式（2）可见，当我们改变占空比D=t1/T时，就可以得到不同的电机平均速

度Vd，从而达到调速的目的。严格地讲，平均速度Vd与占空比D并不是严格的线性关系，在一般的应用中，可以将其近似地看成线性关系。

图3.1 电枢电压“占空比”与平均电压关系图Vd=VmaxD

3.2 PWM的理论基础

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近，仅在高频段略有差异。

图3.2 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

面积等效原理：

分别将如图3.1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图3.2a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图3.2b所示。从波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。

图3.3 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。

SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。

图3.4用PWM波代替正弦半波

要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。 PWM电流波： 电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。 PWM波形可等效的各种波形： 直流斩波电路：等效直流波形

SPWM波：等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理。

3.3 PWM实现方法

PWM信号的产生通常有两种方法：一种是软件的方法；另一种是硬件的方法。硬件方法的实现已有很多文章介绍，这里不做赘述。本文主要介绍利用单片机对PWM信号的软件实现方法。

MCS-51系列典型产品8051具有两个定时器T0和T1。通过控制定时器初值T0和T1，从而可以实现从8051的任意输出口输出不同占空比的脉冲波形。由于PWM信号软件实现的核心是单片机内部的定时器，而不同单片机的定时器具有不同的特点，即使是同一台单片机由于选用的晶振不同，选择的定时器工作方式不同，其定时器的定时初值与定时时间的关系也不同。因此，首先必须明确定时器的定时初值与定时时间的关系。如果单片机的时钟频率为f，定时器／计数器为N位，则定时器初值与定时时间的关系为:

式中， TW—定时器定时初值；

N—一个机器周期的时钟数。

N随着机型的不同而不同。在应用中，应根据具体的机型给出相应的值。这样，我们可以通过设定不同的定时初值TW，从而改变占空比D，进而达到控制电机转速的目的。

3.4 直流电机的PWM控制技术

由于控制的对象是直流电机，本系统选择了等脉宽PWM法对电机的电压进控

制。这样一来，对电机转速的控制就变成了对电枢电压的控制，PWM控制任务就简单的变成了调压，省去了调频的内容。图3.5给出了直流电机PWM控制原理的电路及输出电压波形图。在图中，控制程序设计假定晶体管 V先导通T1秒，这个期间电压Ud全部加

到电枢上(如果忽略 V上的管压降)，然后关断 T2秒，这个期间电枢两端电压为零。如此反复，则电枢端的电压波形如图中(b)所示 。电枢两端电压的平均值为:

图3.5直流电机PWM控制原理的电

路（a）

电枢端的电压波形（b）

a为一个周期T中，晶体管V导通时间时间的比率，称为负载率或占空比。变a即可改变电枢两端的电压。使用下面三种方法中的任何一种，即可改变达到调压的目的:

(1) T1保持一定，T2变化。

(2) T2保持一定，T1变化。 (3) T保持一定，T1变化。

3.4.1 SG3525的结构

控制电路以SG3525为核心构成，它采用 恒频脉宽调制控制方案,适合于各种开关电源，斩波器的控制。其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等，并含有欠压锁定电路,闭锁控制电路和软起动电路。SG3525采用16引脚标准DIP封装。其各引脚功能如图3.6所示，内部框图如图3.7所示。

图3.6 SG3525的引脚

图3.7 SG3525的内部结构图

3.4.2 工作原理

SG3525 为频率固定脉宽可调的集成PWM控制器，其内部原理由基准电压Uref、

振荡器G 、误差放大器比较器DC 、PWM锁相器、分相器、欠电压锁定器、输出极、软启动及关闭电路等组成 其中：①输入电压 Uccl 、 基准电压Uref与输出电压Uccl 可在 8 ～35V范围变化．通常可用 + l5 V. Uref是一AE 个标准三端稳压器，有温度补偿，精度可达 I5．1 +1％)V。它即是内部电路的供电电源，也可为芯片外围电路提供标准电源，输出电流可达40 mA ，有电流保护功能；②振荡器G 由一个双门限比较器、一个恒流电源及电容充放电电路构成 。Cr恒流充电，产生一锯齿波电压，锯齿波的峰点电平为3. 3 V ，谷点电平为0.9 V ，锯齿波

的上升边对应Cr充电，充电时间 t1(参见图3) 决定于RtCr ；锯齿波下降边对应Cr放电，放电时间t2决定于RdCr。锯齿波频率由下式决定 f= 1／(t1+t 2) = 1／【Cr{0.67 Rt+ 1．3RRd}】

由于双门限比较器门限电平由基准电压分压取得，并且给Cr充电的恒流源对电压及温度变化的稳定性很好，故Uccl在 8 —35 V 范围变化时，锯齿波的频率稳定度可达 1％；当温度在一55 ～125 qc范围内变化时，其频率稳定度为3％。振荡器G 对应于锯齿波下降进输出一时钟信号(CP 脉冲)，其宽度为t2．故调节Rd 即可调节CP 脉冲宽度，由后面的叙述可知，这个CP 脉宽决定了两输出口I、II输出脉冲之问最小的时间间隔，即死区td．所以调节Rd就可调节死区td，Ro越大，死区越大。振荡器还设有外同步输入端3脚，在3脚加直流或高于振荡器频率的脉冲信号，可实现对振荡器的外同步；③误差放大器AE 其直流开环增量为70dB。同相输入端接基准电压或其分压值，反馈电压信号接反相输入端。根据系统动态、静态特性的要求，可在9 脚和 1脚之间接入适当的反馈电路网络，如比例积分电路等；④比较器DC与PWM锁存器误差放大器输出电压U加至比较器DC反相端，振荡器输出的锯齿波电压U + 加于同相端，比较器DC 输出一PW M 信号，该PW M 信号经锁存器锁存，以保证在锯齿被的一个周期内只输出一个PW M 脉冲信号；⑤分相器是一个T 触发器，每输入一个cP 脉冲，则 Q 翻转一次 。所以分相器的输出是一个方波信号，其频率为锯齿波频率的 1／2。此方波信号加至输出级两组门电路的输入端 B ；⑥当电源电压t < 7 V 时，欠电压锁定器输出一高电平，加至输出级门电路的输入端 A ，同时也加到关闭电路的输入端，以封锁输出；⑦输出级两组输出级结构相同，每一组的上侧为“或非”门，下侧为“或”门，有A.B.C.D四个输入端，D端输入PWM脉冲信号。端输入分相器输出的Q (或Q ) 信号，C端输入CP 脉冲信号，A 端输入欠电压锁定信号。设输出信号为 P 和 P′，则P =a+b+c+d ,P′=A +B+ C + D。P和 P′分别驱动输出级上、下个晶体管。两个晶体管组成图腾柱结构，使输出级既可向负载提供电流 又可吸收负载电流 。

设计IGBT工作频率为10 kHZ左右，开关频率高，滤波电感、电容值可以减小，甚至可不用。据此选择、CT在5脚与7 脚之间跨接电阻Rd，以形成死区时间。Cr上形成锯齿波电压 u +的频率为10 kHZ，此锯齿波电压u +加于PWM比较器DC的同相输入端。基准电压+5 V 经 船、RP分压后加于误差放大器AE 的同相输入端,而由输出电压采样电路引来的电压反馈信号加于AE 的反相输入端。设这时AE的输出电压为 U_ ，它加于比较器DC的反相输入端在 U _、 U+、的共同作用下，比较器DC和

PWM锁存器输出PWM信号，加于“或非” 或j门的输入端 D。振荡器输出的cP 脉冲加于“或非”(“或”)门的输入端 C。分相器输出的q 、Q 脉冲分别加于两组输出级“或非”(“或”)门的输入端口。设这时SG3525 电源电压正常，欠电压锁定器输出低电平；加于主电路输入端A，于是，对于输出口I，根据P=a+b+c+d 及 P′= A+B+C+D 的逻辑关系，获得如图3.4所示的脉冲列，而对于输出口Ⅱ获得图3.4所示的脉冲列。现在，I口(11脚)、II口(14 脚)并联使用。以此脉冲经光隔离、放大后驱动开关器件IGBT ，则电动机M 获得同样波形的端电压 。

3.4.3 SG3524与SG3525的功能特点及软起动功能的比较

对PWM控制芯片SG3524与SG3525的工作性能作了介绍和比较，通过实验得出了SG3525在软起动功能上较SG3524有很大的改进。目前，开关电源越来越广泛地应

用于各行各业中，是各种用电设备的重要组成部分。在开关电源的设计过程中，常常使用各种PWM的IC。因此，作为开关电源的设计者，有必要熟悉各种PWM的集成芯片的性能差别。

SG3525在SG3524的基础上，主要作了以下改进。

1）增设欠压锁定电路 电路主要作用是当IC输入电压小于8V时，集成块内部电路锁定，停止工作（基准源及必要电路除外），使之消耗电流降至很小（约2mA）。

2）有软起动电路 比较器的反相端即软起动控制端脚8可外接软起动电容。该电容由内部5V基准参考电压的50μA恒流源充电，使占空比由小到大（50％）变化。

3）比较器有两个反相输入端 SG3524的误差放大器、电流控制器和关闭控制3个信号共用一个反相输入端，现改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电路各自送至比较器的反相端。这样，便避免了彼此相互影响，有利于误差放大器和补偿网络工作精度的提高。

4）增加PWM锁存器使关闭作用更可靠 比较器（脉冲宽度调制）输出送到PWM锁存器，锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过电流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一个周期时钟信号使锁存器复位为止。

5）振荡器作了较大改进 SG3524中的振荡器只有CT及RT两引脚，充电和放电回路是相同的。SG3525的振荡器，除了CT及RT引脚外，增加了放电引脚7、同步引脚3。RT阻值决定对CT充电的内部恒流值，CT的放电则由脚5及脚7之间外接的电阻值RD决定。把充电和放电回路分开，有利于通过RD来调节死区的时间，这是重大的改进。在SG3525中增加了同步引脚3专为外同步用，为多个SG3525的联用提供了方便。

6）输出级作了结构性改进 电路结构改为确保其输出电平处于高电平，或低电平状态。另外，为了适应驱动MOSFET的需要，末级采用了推挽式电路，使关断速度更快。

SG3525增加的工作性能在实际应用中具有重要意义。例如，脚8增加的软起动功能，避免了开关电源在开机瞬间的电流冲击，可能造成的末级功率开关管的损坏。

3.4.4. LM1413的结构

456DC1G1VCC+15VE1电流负反馈IGBT1100/3W50COMCOM 图3.8 LM1413的内部接线图 750VCC+15V3.4.5 LM1413的作用 脉冲变压器1MB1CLM1413是一种复合晶体管（达林顿电路）阵列驱动器，增加和耗散功率大，100/3WC2可靠性高。由于SG3525的驱动能力有限，本电路中把SG3525第11，14脚的输出信号经LM1413放大后再驱动IGBT。 G2 E2IGBT250 50R6161510U1413C410KR712310U10KR8161514BVCC+15V750脉冲变压器2MB2去脉冲变压器 110k10KR22340.01U56.8KC1R36 SG3525给定电压 1211LM1413413

第4章 转速调节器和电流调节器的设计

4.1 PID调节器的基本原理

在模拟控制系统中，控制器最常用的控制规律是PID控制。常规PID控制系统原理框图如图4.1所示，系统由模拟PID控制器和被控对象组成。

图4.1模拟 PID控制原理框图

PID控制器是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏差

将偏差的比例(P)，积分(I)和微分(D)通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制，故称PID控制器。 简单说来，PID控制器各校正环节的作用及对控制效果的影响如下:比例环节:作用快，无滞后，只要一有偏差，立即就能给出相应的调节作用，它能及时克服扰动，使被调参数稳定在给定值附近。加大比例系数可以

提高系统对偏差的分辨率，提高系统的调节精度。缺点是对具有自平衡性的控制对象有余差(自平衡性是指系统阶跃响应终值为一有限值)，扰动出现后，比例调节的结果使被调量不能回到给定值，只能恢复到给定值附近。对一带有滞后的系统，叮能产生振荡，动态特性也差。比例系数过大会产生较大的超调，甚至导致系统不稳定:若取值过小，可以减小系统的超调量，增大稳定裕度，但会降低系统的调节精度，使过渡时间延长。积分环节:提高系统的抗干扰能力，消除系统的静态误差，适用于有自平衡性的系统。只要有偏差存在，输出调节信号就不断动作，直到把偏差信号消除。但它有滞后现象，使系统的响应速度变慢，超调量变大，并可能产生振荡。加大积分系数有利于减小系统的静态误差，但过强的积分作用会使超调增大。通常在调节过程的初级阶段，为防止由于某些外部因素以及非线性等影响造成的积分饱和，从而引起整个系统响应过程中有较大的超调量，积分系数应该取得小一些，在响应过程的中期，为避免对动态稳定性造成影响，积分作用应该适中,在过渡过程后期，应该取较大的积分系数以减小系统的静差以提高调节精度，消除系统的稳态误差。微分环节:改善系统的动态特性。它是根据偏差的变化速度来调节的，所以它的输出快，有时尽管偏差很小，只要它的变化速度很快，微分调节就有一个较大的输出。它的速度比比例调节还要迅速，它能给出响应过程提前制动的减速信号，有助于减小超调，克服振荡，使系统趋于稳定;同时加快系统的响应速度，减小调整时间，从而改善了系统的动态性能,缺点是抗干扰能力差。适当选取微分环节，可以减小系统的超调，增加系统的稳定性，但是过大的微分系数会导致响应过程提前制动，从而延长调节时间，并且使得变化过于敏感，使系统的抗干扰性能变差。

4.2速度调节器ASR

本系统采用双闭环调速系统，正/反转共用一个速度调节器。它用来放大速度偏差信号，并对速度偏差信号进行比例积分运算后输出，它的输出信号又作为电流给定信号施加给电流调节器。

速度调节器（ASR）由速度比较器FD1，速度调节器FD2构成。FD1比较器是由线性运算放大器通过电阻R14构成继电特性。当速度给定信号接近为零时，由于FD1从电位器W2获得正向偏移，所以FD1输出大于+8V电压，该电压通过二极管Z1加到FD2，使FD2迅速输出负向饱和，使下一级的电枢电流调节器（LT-1）获得一个推β到最小的信号，这时整个系统处于停机状态，当速度给定信号大于0.2V时则比较器迅速翻转输出为负，由于整流二极管Z1的阻挡作用，便不再有正向偏压加到FD2，于是使FD2迅速退出负向饱和，并开始按速度偏差信号进行P、I调节。

FD2构成对速度偏差信号P、I调节。FD2调节器的比例系数由：

R24R5R61Kp =

决定，其中α为FD2输出端的分压电位器的分压系数。调节器的强制积分时间常数为：

Ti =（C9+C10）（R24//R25//R26）

而微分反馈时间常数为：TD=C2（R5+R6）

可以根据系统对速度调节器的要求，整定Kp 、Ti 和βTD的数值，其中β为微分反馈电位器的分压系数。

FD2的负向限幅采用二极管反馈限幅，限幅值固定为2V，FD2的正向限幅采用三极

管反馈限幅，可以调节电位器W3来改变正向限幅值，正向限幅值可以由下述决定：

Uc =

W3WUT（13）ube UD R23R23式中：

W3—电位器W3的电阻值； R23—电阻R23的电阻值； UT—电源电压； UD—二极管的顺向压降； Ube—三极管BG的基射电压 近似式为：UC=

W3UT R23考虑速度调节器能用于自动弱磁系统，为了实现自动弱磁升速时限制电动机的最大电流，速度调节器具有速度自动限幅电路，当直流电动机的转速因弱磁超过额定转速时，使速度调节器的限幅自动下降，可以根据直流电动机的要求在最高速限幅值下降到额定转速的限幅的70-80%。速度自动限幅的静态特性近似可由下图决定

速度反馈

W61110K+V

R611930KC612Z6162CP12R611R6120－V 62KR6120.47uF62KR61530KR61830KR61630KC6140.47uFR61930KC6150.47uF速度给定

备用

R61710KR61310KR61410K备用

速度给定Ⅰ

速度给定Ⅱ

R6110200K+V R6111200KC6160.47uFWG 120KZ612Z6132×2CP12Z614R6123－V 30KW61322KZ615R61213.3KR61221.5KBG3DG8C2CK43CR6127470R6126R612530KC6192uF30KR61121K2CW15W612R611315K200KR611610KC6171uFR611810KC6180.47uFR61144.7M7R6124150KZ6116C61104uF5W6144.7KR611510KR611710K32U61174141541R613030KR6131U6126232CP127417

4.2速度调节器原理图(ASR)

4.3 电流调节器 ACR

电流调节器（ACR）是用来放大电枢电流偏差信号，并对电流偏差信号进行P、I运算后作为它的输出，它的输出接到PWM单元的输入。

下面简要介绍一下电流调节器的工作原理。

为了调节电流负反馈强度，电流检测环节内有电位器W1可供调节，一般情况下W1电位器是这样整定的：即当主回路是1.5Ie 时，使W1上取出的电压为8V。由于电流给定值最大为8V，所以当主回路电流是1.5Ie时，系统就会被堵转。

FD1构成对电流偏差信号的P、I调节器，它的传递函数结构图如下：

1Tip Kp Tip UC

图4.3 电流调节器流程图（ACR） TDP 1图中： Vif 1Tgp Vig--电流给定值（以电压表示） Vif—电流反馈值（以电压表示） Uc—电流调节器输出 Kp—调节器比例系数，Kp=

R11 ,α为反馈分压器分压系数。

R2R31 Ti—调节器强制积分时间常数，Ti=C3R11 . TD—调节器反馈回路微分时间常数，TD=C2（R2+R3） Β—微分反馈分压系数。

Tg—调节器反馈回路惯性时间常数，Tg=C2R5 .

可以根据系统对电流调节内环的要求，整定Kp、Ti、TD 、Tg 、α、β的数值。 电流给定

过流信号

2×2CK43C

联锁

Z64Z66Z62***R61W611201KZ61Z63Z65***Z67Z68－V R66R671.5KR68R6230KR6330K3.3KR6101.5KC610.22uF470R614W63R611C6310K4K70.47uF4.7K415R693.3K输入

R6462KC62R654K7W620.47uF1KU616237417R61530K

图4.4电流调节器原理图（ACR）

4.4触发输入及保护装置（CSR）

本控制单元由电平变换及过流保护两个环节组成。

A .触发装置输入环节为一信号变换环节，通过对偏移电位器W2的调节，当3端输入不变时，其13#端输出电压可得到2V~7V间的任意值，同时，当信号不变时，，在∆u〉0的情况下输出信号可以按一定的速度上升，而在∆u〈0的情况下，其输出信号则可以按另一速度下降，其好处有二，第一当调节器输出有较大的脉动时，可使触发装置免于产生“多余脉冲”，第二在有环流可逆系统中，人为地使脉冲的前移速度低于脉冲的后移速度，可以限制动态环流的值。此外，本环节还可以调节U13min值（即∂min）和u13max值（即βmin）

第1 静态特性

（1） 输入与输出的关系

从调节器来的控制信号由3#端输入，它与调节偏移的电位器W2所得的电压uw2进行叠加，在BG3的基极得到的电位为： UBG3b=(R16U3+R15UW2)/(R15+R16) =ku3+(1-k)uw2

式中：K=R16/(R15+R16) 当Uw3=ku3+(1-k)uw2

本环节中，取R15=R16=20K, 所以：K=R16/(R15+R16)=1/2

U13=1/2u3+1/2uw2,因此∆U13=1/2∆u3,即本环节放大系数为1/2。

（2） U13min的限制（即∂min限位）

由于BG4在导通时uce>=0(忽略了饱和压降)其临界状态，uce=0,因此

uBG3b的临界值为：uBG3bL=uBG4e

相应的u3的临界值为：u3L=2uBG4e-uw2

当u3<2uBG4e-uw2时，BG3饱和导通，Z8截止，正电源通过R18为BG4的基极提供饱和基极电流，BG4饱和导通。uBG4c=uBG4e,同时由于BG3饱和导通，所以uBG3b=uBG4c=uBG4e.因此即使u3继续下降上述等式仍然成立，亦即u13保持等于uBG4e值不变。 显然：u13min=uBG4e

(3)u13max的限幅（即ßmin限位） 当uBG3b=uBG4c>uw4时，Z9导通，使uBG5b=uw4不变，因此即使UBG3b继续上升，（即u3继续上升）u13却保持等于Uw4值不变。

显然：U13max=Uw4

第2 动态特性

前已分析过稳态情况下输入与输出的关系如下： u13=1/2u3+1/2uw2

由于UBG4b=Uw3,因此电容器C3两端的电压为： uc3=u13-uw3=1/2u3+1/2uw2-uw3

当控制信号突然下降时，即∆u3<0；由于C3两端电压不能突变，所以BG3饱和导通uBG3c上升到u13,造成Z8截止，节点BG4的基极有以下电流关系。 Ic3=(+v-uw3)/R18-iBG4b

这里iBG4b是一个变量，为了计算方便可取平均值IBG4bcp上式可写成。

ic3vUw3IBG4bcpR18

∆uc311vuw3idtIc3BG4bcp*t ccR181vuw3IBG4bcp*t cR18因此：∆u13=∆uc3=

当控制电压突然上升时，即∆u3>0,同样由于c3两端的电压不能突

变，所以BG3截止，造成Z8导通，同理BG4基极节点有以下关系： ic3=

uw3(v)vuw3IBG4bcp R17R18∆uc3=

1uw3(v)vuw31 =IidtBG4bcp*t c3ccR17R181u(v)vuw3因此：∆u13=∆uc3=w3IBG4bcp*t

cR17R18由上可知，当控制信号突变时，输出电压变化速度只与∆u3>0

或∆u3<0有关，而与其变化的数值大小无关，只要合理选择，R18，R17及长久可以得到所希望的上升或下降速度。

连锁信号输入控制信号连锁信号输出 事故信号输出 备用电流信号控制信号输出

图4.5 触发电路

4.5 PWM波形发生器

为了获得PWM控制信号，控制电路采用了SG3525芯片，“PWM发生器”控制单元是PWM脉宽调速系统的核心，它由PWM芯片SG3525，及其相关的外围电路组成。

本系统采用SG3525内的误差放大器作为电流调节器，因此正转和反转各有一个电流调节器，分属在各自SG3525芯片内。

为了使SG3525输出的PWM信号能通过脉冲变压器的隔离传至IGBT的G-S级，采用一片LM1413芯片对两路输出PWM信号进行了放大。

4.6 电流检测

在直流电源的正极引线上安装有霍尔电流传感器CHB－50P，它由±15V电源供电，二次电流通过测量电阻R＝200欧姆形成电流反馈信号。

4.7 给定单元

给定单元由±15V电源，双刀双掷开关，隔离用二极管，降压电阻及给定电位器组成。+15V电源为“反向”给定，-15V为“正向”给定。